一种自零差相干探测的双向光子射频传输系统的制作方法

本实用新型专利涉及新一代信息与通信技术领域，具体涉及一种自零差相干探测的双向光子射频传输系统。

背景技术：

随着信息通信技术(ICT)的高速发展，人们在追求超大带宽、超远距离传输方面不断地做着努力和尝试。相干光子通信不但可以实现超高速率信号传输，而且其相干探测能改善接收机的灵敏度，在相同的光通信条件下，相干接收机比普通接收机提高灵敏度约20dB，可以达到接近散粒噪声极限的高性能，因此也增加了光信号的无中继传输距离。相干光子通信其信号接收分为外差探测接收和零差探测接收两种，其零差探测拥有更高的接收灵敏度。随着人们对超甚高速光子通信需求的日益提升，基于零差探测相干光通信的优越性越来越凸显出来。

中国专利201510903299.6披露了偏振无关自相干正交频分复用光纤传输系统及传输方法，包括发送端和接收端，发送端正交调制的方式生成正交频分复用信号。对于正交频分复用信号而言，将零频率处左右的频谱空出来用来传载波；接收端用滤波器将载波和信号分开，将载波通过1/4波片使其变成圆偏振光；最后将载波和信号输入相干接收机并进行后续数字信号处理。

该方案在设计实现上存在以下问题：

(1)按照中国专利201510903299.6中表述，将光耦合器1分离出来的一路未经调制处理的激光光波与另一路调制处理后的激光载波信号通过光耦合去2合路，然后进入单模光纤中传输到接收端。

然而，依据1/4波片光学处理原理我们可以得知：其未经调制处理的那路激光光波源于激光器1，该激光光波未经偏振处理，不是线偏振光；而经过调制处理后的激光载波经过了偏振处理是线偏振光；两路光波通过耦合器2混合后，既有线偏振光又有圆偏振光，其两种偏振态的激光管光波再由接收端经过环形器、半透半反式光纤光栅、1/4波片处理后，线偏振光变成圆偏振光，圆偏振光变成线偏振光。

中国专利201510903299.6对其系统描述的把“既有线偏振光又有圆偏振光的激光光波通过1/4波片使其变成圆偏振光”显然是有问题的，进而，其专利中披露的“实现偏振无关接收”也是有问题的。

(2)中国专利201510903299.6披露的“光载波附近留下频谱间隔”，“在低频段附近(-5GHz到5GHz)，将子载波的信号设置为0”，是有问题的。

其一：实施难度比较大，以至于不可能实现。

OFDM多载波调制中，其载波频率相对比较低，一般以KHz或MHz计量，并且载波数量比较大。按照中国专利201510903299.6表述，若将-5GHz到5GHz的带宽内的子载波信号设置为0，在目前OFDM调制中，如此大的带宽若用于0子载波设置，这样没法实施更多带宽的OFDM信号编码调制传输了。

其二：没有给出具体的实施方式。

OFDM编码调制原理中，子载波调制是指通过串并变换将有用信息调制到许多与之对应的低频段载波上，利用频谱重叠特征，进而实现高效的频谱带宽利用。而中国专利201510903299.6中只表述了“将子载波的信号设置为0”，而没有给出如何将子载波信号设置0的方法。

(3)按照中国专利201510903299.6表述：半透半反式光纤光栅将没有携带有用信息的光反射回来、携带有用信息的光通过光纤光栅。

这样设计是有问题的：被反射回来的激光光波是中心频率为THz带宽的中心边带光波，而通过光纤光栅的是已调制光学双边带(正负一阶边带)信号。没有中心边带的光谱信号进入“偏振复用相干接收机”与反射回来的中心边带光波实施解调，这不叫做相干探测，这样设计也是不能实现的，与相干光学探测解调原理相违背。

技术实现要素：

本实用新型旨在提供一种自零差相干探测的双向光子射频传输系统，为未来超高速相干光通信、光子射频融合通信、超高速多通道MIMO无线传输、基站间高速光子射频互联互通提供一种高效的解决方案。本实用新型的目的由以下技术方案实现：

一种自零差相干探测的双向光子射频传输系统,包括：CW激光器、下行链路及上行链路；其中，

下行链路包括：第一光学偏振分束器，输入端连接CW激光器的输出端，两个输出端分别连接MZM-1、MZM-2的输入端；高频正交MQAM-OFDM下行发射机，生成两对I/Q信号并分别输出给MZM-1、MZM-2的调制端；MZM-1，输出端连接第一光学偏振合束器的一个输入端；MZM-2，输出端连接第一90°光学相移器的输入端；第一90°光学相移器，输出端连接第一光学偏振合束器的另一个输入端；第一光学偏振合束器，输出端输出的光波信号A接入EDFA的输入端；EDFA，输出端经第一SSMF连接超窄带波束分离器的输入端；超窄带波束分离器，一个输出端输出光波信号B并接入光衰减器的输入端，另一个输出端输出光波信号C并接入1:1:1光功分器的输入端；光衰减器，输出端连接光合路器的一个输入端；1:1:1光功分器，第一输出端连接光合路器的另一个输入端，第二输出端和第三输出端连接1/4双通道波片器的两个输入端；光合路器，输出端输出光波信号D并接入下行偏振复用90°光混频器的一个输入端；1/4双通道波片器，一个输出端输出光波信号E并接入下行偏振复用90°光混频器的另一个输入端；下行偏振复用90°光混频器，输出端连接下行分集光电检测器的输入端；下行分集光电检测器，输出端连接下行高频正交解调器的输入端；下行高频正交解调器，输出端连接下行高速数字信号处理模块的输入端；下行高速数字信号处理模块，输出端输出下行高频数字基带信号；

上行链路包括：第二光学偏振分束器，输入端接入所述1/4双通道波片器的另一个输出端输出的光波信号F，两个输出端分别连接MZM-3、MZM-4的输入端；高频正交MQAM-OFDM下行发射机，生成两对I/Q信号并分别输出给MZM-3、MZM-4的调制端；MZM-3，输出端输出光波信号G并接入第二光学偏振合束器的一个输入端；MZM-4，输出端经第二90°光学相移器后连接第二光学偏振合束器的另一个输入端；第二光学偏振合束器，输出端经第二SSMF连接上行偏振复用90°光混频器的一个输入端；上行偏振复用90°光混频器，另一输入端连接所述CW激光器的输出，输出端连接上行分集光电检测器；上行分集光电检测器，输出端连接上行高频正交解调器；行高频正交解调器，输出端连接上行高速数字信号处理模块；行高速数字信号处理模块，输出上行高速数字基带信号。

作为具体的技术方案，所述高频正交MQAM-OFDM下行发射机和高频正交MQAM-OFDM下行发射机均采用如下结构，包括：超高速串并转换输出器，输入端接入高速数字基带信号，两个输出端分别连接第一对I/Q信号生成电路的输入端和第二对I/Q信号生成电路的输入端；第一对I/Q信号生成电路，包括顺序连接的MQAM序列编码处理模块、OFDM调制处理模块、双路低通截止滤波处理模块、空时编码器、高频正交幅度调制器及非对称电信号处理模块，非对称电信号处理模块输出第一对I/Q信号；第二对I/Q信号生成电路，电路构造与第一对I/Q信号生成电路相同，输出第二对I/Q信号；超高频本地振荡源，两个输出端分别连接第一对I/Q信号生成电路和第二对I/Q信号生成电路中高频正交幅度调制器的调制端，第一对I/Q信号生成电路和第二对I/Q信号生成电路中的空时编码器彼此连接。

作为具体的技术方案，所述传输系统还包括4x4MIMO无线发射机，连接于下行分集光电检测器输出端或上行分集光电检测器输出端，4x4MIMO无线发射机包括四组无线发射电路，每组无线发射电路均包括顺序连接的带外杂散抑制滤波器、射频功率放大器及天线。

作为具体的技术方案，所述传输系统还包括与所述4x4MIMO无线发射机配合的4x4MIMO无线接收机，4x4MIMO无线接收机包括四个天线，分别与双通道带外杂散抑制滤波器的四个输入端连接；双通道带外杂散抑制滤波器，两个输出端分别连接第一路解码电路和第二路解码电路；第一路解码电路，包括顺序连接的高频正交幅度解调器、空时解码器、OFDM解调处理模块及MQAM序列解码处理模块；第二路解码电路，电路构造与第一路解码电路相同；超高频本地振荡源，两个输出端分别连接第一路解码电路和第二路解码电路中高频正交幅度解调器的调制端；超高速并串转换输出器，两个输入端分别连接一路解码电路的输出端和第二路解码电路的输出端，输出端输出高速数字基带信号；第一路解码电路和第二路解码电路中的空时编码器彼此连接。

一种自零差相干探测的双向光子射频传输系统的信号处理实现方法，包括：

CW激光器输出的激光光波一分为二，一路用于下行链路光载波信号调制，另一路用于上行相干光信号探测接收所用的本振激光信号；其中，

下行链路的信号处理方法如下：

(1)用于下行链路光载波信号调制的激光光波通过第一偏振分束器实施激光光波线偏振处理，接着分别通过MZM-1、MZM-2被高频正交MQAM-OFDM下行发射机输出的两对I/Q信号调制；(2)调制后的一路光载波信号通过90°相移处理后与另一路已调光载波信号经第一偏振合束器合路，然后再经EDFA实施信号放大，接着通过第一SSMF把已调制光载波信号传送到超窄带波束分离器；(3)已调制光载波信号通过1pm带宽的超窄带波束分离器分离出中心频率为193.10THz、带宽为125MHz的正负一阶光谱边带光波信号B和中心光谱边带光波信号C；(4)正负一阶光谱边带光波信号B再经光衰减器后输入光合路器，中心光谱边带光波信号C经1:1:1光功分器分为三路，其中一路输入光合路器，另外两路输入到1/4双通道波片器；(5)光合路器输出的光波信号D及1/4双通道波片器输出的一路中心频率为193.10THz纯净圆偏振激光的光波信号E输入至下行偏振复用90°光混频器，下行偏振复用90°光混频器的四路输出输入至下行分集光电检测器；(6)下行分集光电检测器的四路输出顺序经过下行高频正交解调器、下行高速数字信号处理模块处理后，解调出下行高速数字基带信号；

上行链路的信号处理方法如下：

A、所述1/4双通道波片器输出的另一路中心频率为193.10THz纯净圆偏振激光的光波信号F通过第二偏振分束器实施激光光波线偏振处理，接着分别通过MZM-3、MZM-4被高频正交MQAM-OFDM上行发射机输出的两对I/Q信号调制；B、调制后的一路光载波信号通过90°相移处理后与另一路已调光载波信号经第二偏振合束器合路，然后再经第二SSMF把已调制光载波信号传送到上行偏振复用90°光混频器；C、上行偏振复用90°光混频器实施自相干探测接收所用本振激光来源于CW激光器输出，上行偏振复用90°光混频器把两对四路光子射频I/Q信号输入到上行分集光电检测器实现光电探测转换处理；D、上行偏振复用90°光混频器的四路输出顺序经过上行分集光电检测器、上行高频正交解调器、上行高速数字信号处理模块处理后，解调出上行高速数字基带信号。

作为具体的技术方案，所述高频正交MQAM-OFDM下行发射机和高频正交MQAM-OFDM上行发射机各自产生两对I/Q信号的过程如下：通过超高速串并转换输出器对接入的高速数字基带信号进行串并转换，输出两路信号给第一对I/Q信号生成电路和第二对I/Q信号生成电路；第一对I/Q信号生成电路对输入的信号顺序进行MQAM序列编码处理、OFDM调制处理、双路低通截止滤波模块、空时编码、高频正交幅度调制及非对称电信号处理，输出第一对I/Q信号；第二对I/Q信号生成电路的处理过程与第一对I/Q信号生成电路相同，输出第二对I/Q信号；其中，由超高频本地振荡源为第一对I/Q信号生成电路和第二对I/Q信号生成电路中高频正交幅度调制器提供振荡源，第一对I/Q信号生成电路和第二对I/Q信号生成电路中的空时编码器彼此连接。

作为具体的技术方案，在所述高频正交MQAM-OFDM下行发射机和高频正交MQAM-OFDM上行发射机各自产生两对I/Q信号的过程中：在OFDM调制前，对其前端输入的MQAM序列有用信号实施周期性连续多零冗余码插入逻辑编码再处理，使得OFDM调制中的正中间频段左右两边的多个子载波与连续多零冗余码一一对应实施相关“零”逻辑运算处理，由于周期性连续多“零冗余码”插入的原因，进而可以实现每一个周期内的OFDM频谱都空余出中间的125MHz带宽非实质性参与有用信号传输；所述高频正交幅度调制器的高频载波频率为60GHz，此频段可为OFDM提供高达6GHz以上的有效利用带宽。

作为具体的技术方案，所述步骤(6)或步骤D中，下行分集光电检测器或上行分集光电检测器的四路输出另外经过以下处理：下行分集光电检测器或上行分集光电检测器的每路输出先经带外杂散抑制滤波处理，再经射频功率放大，然后由天线进行发射。

作为具体的技术方案，所述信号处理实时方法还包括对发射信号进行接收的步骤，包括：通过四个天线接收信号并分别输入给双通道带外杂散抑制滤波器的四个输入端；双通道带外杂散抑制滤波器的两路输出信号分别经第一路解码电路和第二路解码电路进行处理；第一路解码电路对接收的信号顺序进行高频正交幅度解调器、空时解码器、OFDM解调处理模块及MQAM序列解码处理模块的处理；第二路解码电路对接收的信号的处理过程与第一路解码电路相同；第一路解码电路和第二路解码电路进行处理后的信号经超高速并串转换输出器处理后输出高速数字基带信号；其中，由超高频本地振荡源为第一路解码电路和第二路解码电路中高频正交幅度解调提供振荡源，第一路解码电路和第二路解码电路中的空时编码器彼此连接。

作为具体的技术方案，在所述步骤(2)的执行过程中：通过适度增大超窄带波束分离器的信号通透带宽，使得中心频率为193.10THz的本振激光光波信号带宽加宽，以此提高相对强度噪声数值；通过EDFA对信号放大后的滤波功能，适度增大滤波带宽来提高相对强度噪声数值，进而改善分集光电检测器I、Q信号输出合路后的复值光电流

本实用新型的有益效果在于：

(1)超窄带波束分离器把调制后的光载波信号以中心频率为193.1THz、带宽为125MHz的激光光波分离出来，并通过1:1:1光功分器实施功率均分，而此时因为权利要求2的设计原因，此分离出来的中心频率为193.1THz的激光光波为纯净激光管光波,没有携带任何调制信息。

(2)系统中引入的激光偏振分束器、偏振合束器，传输中的激光载波为线偏振光，而通过1/4双通道波片器处理后，中心频率为193.1THz、带宽为120MHz的激光光波变成了圆偏振光，下行90°光混频接收处理具有偏振无关性、上行激光载波光源调制也具有线偏振无关性。

(3)下行偏振复用90°光混频器前端输入的已调制光载波信号与本振激光光源都源于中心频率为193.1THz的CW激光器，它们所经光程相同、光相位同步锁定，实现了下行传输自零差相干探测接收。

(4)经下行分集光电检器输出的携带有两对I/Q信息的四路光子射频信号，再通过带外杂散抑制滤波、射频功率放大处理后，可以作为4x4MIMO无线发射的信源通过天线直接无线发送，从而实现多通道光子射频波到无线微波MIMO的直接变换发射。

(5)上行激光载波调制过程中没有额外单独引入激光光源，借助下行传输系统中1/4双通道波片器输出的具有线偏振无关性的圆偏振光激光实施激光载波调制传输。

(6)上行偏振复用90°光混频器实施光学相干解调所用本振激光光源来源于CW激光器，其上行传输的激光信号载波与CW激光光源的中心频率都为193.1THz，上行传输也实现了自零差光学相干探测接收。

(7)用于偏振复用90°光混频探测接收的本振激光光源，均出自CW激光器，没有额外引入本振激光光源，激光中心频率的稳定控制性大大提高，组网及维护成本显著降低；并且其为通用的圆偏振光，在光子射频波探测接收时具有线偏振无关性。

(8)高频正交MQAM-OFDM发射机输出的两对四路I/Q信号分别调制两路正交线偏振激光光波，调制后的上行四路光子射频I/Q信号传输到近端为4x4MIMO无线发送机直接提供了与之对应的四路信源。

(9)高频正交MQAM-OFDM下行发射机及高频正交MQAM-OFDM上行发射机，其正交调制的高频载波频率上调至60GHz，为远端实施6GHz以上的有用调制带宽，进而用于4x4MIMO无线载波收发通信。

附图说明

图1、自零差相干探测的双向光子射频正交调制MQAM-OFDM系统架构图；

图2、高频正交MQAM-OFDM发射机原理架构图；

图3、高频正交MQAM-OFDM发射机中的OFDM编码设计使用频谱原理示意图；

图4、图1中的A点处光谱原理示意图；

图5、图1中的B点处光谱原理示意图；

图6、图1中的C点处光谱原理示意图；

图7、图1中的D点处光谱原理示意图；

图8、图1中的E点处光谱原理示意图；

图9、图1中的F点处光谱原理示意图；

图10、图1中的G点处光谱原理示意图；

图11、图1中的H点处光谱原理示意图；

图12、4x4MIMO无线发射机原理架构图；

图13、4x4MIMO无线接收机原理架构图；

图14、MQAM-OFDM高频正交IQ调制数学模型图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型的具体实施方式作进一步说明：

如图1所示，自零差相干探测的双向光子射频正交调制MQAM-OFDM系统，下行链路信号处理与传输过程如下：

CW激光器输出的中心频率为193.10THz的激光光波一分为二，其中一路用于下行链路光载波信号调制，另一路用于上行相干光信号探测接收所用的本振激光信号。用于下行光载波信号调制的激光光波通过偏振分束器实施激光光波线偏振处理，接着通过两个光电调制器(MZM-1、MZM-2)被高频正交MQAM-OFDM下行发射机输出的两对四路I/Q信号调制，调制后的一路光载波信号通过90°相移处理后与另一路已调光载波信号经偏振合束器合路，然后再经掺铒光纤放大器(EDFA)实施信号放大，接着通过标准单模光纤(SSMF)把已调制光载波信号传送到远端设备。

上述过程中的高频正交MQAM-OFDM下行发射机原理架构图如图2所示。在OFDM调制过程中，对其前端输入的MQAM序列有用信号实施周期性连续多零冗余码插入逻辑编码再处理，使得OFDM调制中的正中间频段左右两边的多个子载波与连续多零冗余码一一对应实施相关“零”逻辑运算处理，由于周期性连续多“零冗余码”插入的原因，进而可以实现每一个周期内的OFDM频谱都空余出中间的125MHz带宽非实质性参与有用信号传输。插入多零冗余码后，OFDM频谱原理示意图如图3所示。该发射机中高频正交幅度调制器的高频载波频率为60GHz，此频段可为OFDM提供高达6GHz以上的有效利用带宽。两对四路I/Q信号经过光电变换、光学相移、偏振合路处理后输出的光谱图如图4所示。由图4我们可以看出已调制光载波193.10THz中心边带左右两边125MHz带宽中没有OFDM信息，而OFDM信息分别被携带到已调光载波正负一阶对称光频谱边带上。

已调制光载波信号通过SSMF传送到远端设备后，通过1pm带宽的超窄带波束分离器分离出中心频率为193.10THz、带宽为125MHz的激光光波，进而可从图1中得到，从超窄带波束分离器输出的B、C点处的光谱示意图分别如图5、图6所示。依照图1所示，两路分束出来的光波信号分别再经光衰减器、1:1:1光功分器、光合路器、1/4双通道波片器处理后，在对应的图1中D、E、F点处，可分别得到如图7、图8、图9所示的光谱示意图。

上述过程中需要说明的是：

①光合路器输出的光波信号，即图1中D点处的光波信号，此处光波信息与图1中A点处的光波信息除功率不同外没有本质差别，同为已调制光载波信号，携带有相同调制信息；

②1:1:1光功分器输出的中心频率为193.10THz的两路线偏振激光光波，其输入到1/4双通道波片器中，经1/4波片转换成圆偏振光，该中心频率为193.10THz的圆偏振光为纯净激光光波，不含有任何调制信息；

③图1中D的光载波信号与E点处的纯净激光光波信号，其所经光程一样，因此光相位严格同步，并且中心频率都为193.10THz；

④图1中D、E两点处的光波信号进入下行偏振复用90°光混频器实施光学相干解调，它们源于同一个CW激光器输出的激光光波，中心频率相同、光相位同步，E点处纯净激光又是圆偏振激光，从而使得下行90°光混频接收过程实现了自零差相干探测的同时又具有偏振无关性。

通过光学偏振无关性的自零差相干解调，下行偏振复用90°光混频器把两对四路光子射频I/Q信号输入到下行分集光电检测器实现光电探测转换处理，然后可以按照图12的处理方式，实现4x4MIMO无线信号发射。即：在下行分集光电检测器后端可以实现光纤通信的自零差相干探测接收同时，还可以不经数字信号复杂处理就能直接实现下行无线4x4MIMO信号发送。

如图1所示，自零差相干探测的双向光子射频正交调制MQAM-OFDM系统，上行链路信号处理与传输过程如下：

1/4双通道波片器输出的另一路中心频率为193.10THz纯净圆偏振激光的光谱如图9所示，即图1中F点处光谱。此激光光波作为上行传输链路被调制光波实施相关信号处理与传输，上行链路实施方式与下行链路实施方式相同。上行链路实施过程需要说明如下：

①经上行偏振复用90°光混频器实施自相干探测接收所用本振激光来源于CW激光器输出，其光谱如图11所示，即图1中H点处的光谱；

②与下行传输链路实施方式相同：通过光学偏振无关性的自相干解调，上行偏振复用90°光混频器把两对四路光子射频I/Q信号输入到上行分集光电检测器实现光电探测转换处理，然后可以按照图12的处理方式，实现4x4MIMO无线信号发射。即：在上行分集光电检测器后端可以实现光纤通信的自相干探测接收同时，还可以不经数字信号复杂处理就能直接实现上行无线4x4MIMO信号发送。

关键技术原理及数学建模推论

如图4、5、6、7、8、9、10、11所示，分别对应传输系统框图中A、B、C、D、E、F、G、H点处的光谱原理示意图。关键技术原理及数学建模推论如下：

(1)周期性连续多零冗余码插入MQAM-OFDM数学模型设计与理论验证

图14给出了MQAM-OFDM高频正交IQ调制数学模型，OFDM基带调制后输出信号表达式为：

其中D_k为星座映射输出，即MQAM编码对应量输出；ω₀为子载波零基频角频率，其他子载波角频率是其整数倍。高频正交IQ调制后的输出表达式为：

Y＝Re{x}·cosω_ct-Im{x}·sinω_ct

其中ω_c为高频正交调制升频后的角频率，用于无线MIMO载波通信。

那么上面两个表达式可以得到：

进一步可以得到：

即可以得知：

进而又可以得到：

在OFDM信号处理过程中，如果对其前端输入的MQAM序列有用信号实施周期性连续多零冗余码插入逻辑编码再处理，即对每个周期编码序列的正中间部分连续多零冗余码插入逻辑预编码，那么就有一系列的D_k＝0，这样就可以使得OFDM调制中的正中间频段左右两边的多个子载波与连续多零冗余码一一对应实施相关“零”逻辑运算处理，进而可以用数学模型表述“插零冗余码型”后的Y信号为：

从上述Y^*数学模型中，我们可以得到一系列的角频率：-k(ω₀+ω_c)、-(k-1)(ω₀+ω_c)、-(k-2)(ω₀+ω_c)、······、-m(ω₀+ω_c)、0、0、0、0、0、······、0、0、······、0、0、0、0、0、m(ω₀+ω_c)、······、(k-2)(ω₀+ω_c)、(k-1)(ω₀+ω_c)、k(ω₀+ω_c)，角频率成对出现，中间有多对角频率为零。

这些角频率与对应信号所用带宽就组成了OFDM调制到高频载波上的频谱图，其调制到高频载波上的OFDM频谱图的一个明显特征就是由于中间一系列零角频的原因，使得中间的频谱不携带任何有用信号而被空余出来，从而不实质性参与有用信号传输，进而在光子射频调制中可以使中心频率193.10THz的激光载波中心左右两边125MHz的光带宽不携带MQAM-OFDM射频载波信息，这也进一步验证了图3、图4设计的合理性。本实用新型中正交高频载波中心频率为60GHz，即ω_c＝2π*60GHz，其无线载波有效利用带宽高达载波中心频率值的10％以上，即：有效利用无线带宽可达6GHz以上，空余出来的125MHz的带宽远远小于6GHz的有效利用带宽，空余出来未用的带宽所占比率为：125/1024/6≈2％，即可以通过牺牲2％的极少部分无线带宽来实现超高灵敏度的自差相干探测接收及为上行传输提供激光光源、为上下行相干探测接收提供本振激光光源。

(2)光子射频波的数学模型设计与理论验证

本实用新型中的MZM光电调制是利用射频本振驱动信号控制激光载波信号相位来实现调制。如果E_in(t)和V(t)分别代表加入连续激光载波信号和本振射频调制信号，则E_out(t)＝E_in(t)exp[jφV(t)]，其中φ为相位偏离值，V(t)标准化后的数字介于0和1之间。

如果E_in(t)和V(t)分别代表加入连续激光载波信号和本振射频信号，ω_c代表激光光波角频率，则可令：

E_in(t)＝E_c·cos(ω_c·t) (1)

V(t)＝V_m·cos(ω_RF·t+θ) (2)

则相位调制器输出为：

E_out＝E_c·cos(ω_c·t)·exp[j·φ·V_m·cos(ω_RF·t+θ)] (3)

也可以用另外一种精简表述该调制器的输出：

E_out(t)＝E_c·cos[ω_c·t+γ·cos(ω_RF·t+θ)] (4)

上式(4)中γ＝π·V_m/V_π为调制器的调制深度，V_π为半波电压，ω_RF为射频调制信号的角频率。

假设在图1偏振合束器前的两光学相位调制输出信号分别为E_1out(t)和E_2out(t)，且令θ＝0，则根据公式(4)得：

E_1out(t)＝E_c·cos[ω_c·t+γ·cos(ω_RF·t)] (5)

E_2out(t)＝E_c·cos[ω_c·t+γ·cos(ω_RF·t+π/2)] (6)

将E_1out(t)和E_2out(t)利用Bessel公式展开得到：

如果取Bessel函数的更多项，则可以得到更多不同角频率的三角函数展开式，因此，通过偏振合束器将E_1out(t)和E_2out(t)耦合之后得到就得到了以CW激光的ω_c为中心角频点，在其左右两边分别以射频调制信号ω_RF的倍数角频点展开的光谱分布，因此，我们可以得到

由于这些高于二阶以上光谱边带的功率都非常小，相对零阶中心光谱边带功率可以忽略不计，因此，以取Bessel函数前一项为例，可以进一步展开E_1out(t)和E_2out(t)得：

E_1out(t)＝E_c{cos(ω_ct)j₀(γ)+2cos(ω_ct)[-j₀(γ)cos(0)]+2sin(ω_ct)[-j₁(γ)cos(ω_RFt)]}

利用正弦函数和余弦函数的周期性和奇偶性质进一步化简E_1out(t)和E_2out(t)得：

E_1out(t)＝E_c{-cos(ω_ct)j₀(γ)-2sin(ω_ct)[j₁(γ)cos(ω_RFt)]}

E_2out(t)＝E_c{3cos(ω_ct)j₀(γ)-2sin(ω_ct)[j₁(γ)sin(ω_RFt)]}

利用正弦函数和余弦函数的积化和差性质进一步化简E_1out(t)和E_2out(t)得：

E_1out(t)

＝E_c{-cos(ω_ct)j₀(γ)-2sin(ω_ct)[j₁(γ)cos(ω_RFt)]}

＝E_c{-cos(ω_ct)j₀(γ)-j₁(γ)[sin(ω_ct+ω_RFt)+sin(ω_ct-ω_RFt)]}

＝E_c{-cos(ω_ct)j₀(γ)-j₁(γ)[sin(ω_c+ω_RF)t+sin(ω_c-ω_RF)t]}

E_2out(t)

＝E_c{3cos(ω_ct)j₀(γ)-2sin(ω_ct)[j₁(γ)sin(ω_RFt)]}

＝E_c{3cos(ω_ct)j₀(γ)-j₁(γ)[cos(ω_ct+ω_RFt)-cos(ω_ct-ω_RFt)]}

＝E_c{3cos(ω_ct)j₀(γ)-j₁(γ)[cos(ω_c+ω_RF)t-cos(ω_c-ω_RF)t]}

针对上述两式说明如下：

①本实用新型中的光子射频MQAM-OFDM载波进入自相干探测接收端后，通过光学滤波，只保留光载波零阶中心角频率为ω_c光谱边带和光载波中心角频率为ω_c±ω_RF的正负一阶光谱边带，本实用新型中的光载波中心频率是193.10THz，无线载波中心频率是60GHz，因此，在相干探测接收端实施自相干接收的正负一阶光谱边带中心频率分比为193.10+0.06＝193.16THz和193.10-0.06＝193.04THz；

②本实用新型中的光子射频MQAM-OFDM载波进入超窄带波束分离器，实施125MHz超窄带带通滤波处理，由于其125MHz带宽远远小于正负一阶光谱边带中心频率之间的60+60＝120GHz的带宽，因此超窄带波束分离器的输出中不包含光载波的正负一阶光谱边带的相关信息，只保留了光载波零阶中心角频率为ω_c光谱边带信息，即此时光由超窄带波束分离器输出光载波信息为：

E_1out(t)+E_2out(t)＝3E_ccos(ω_ct)j₀(γ)-E_ccos(ω_ct)j₀(γ)＝2E_ccos(ω_ct)j₀(γ)

③MQAM-OFDM调制信号，其中心125MHz频谱由于“连续多零冗余码插入”被空余而非实质性参与信息传输，那么经过上述超窄带波束分离器滤波输出的是以ω_c为中心角频率、带宽为125/2＝62.5MHz的纯净激光光波信号，即：滤波输出的是从(193.10THz-62.5MHz＝)193.0000275THz到(193.10THz+62.5MHz＝)193.1000625THz的纯净激光光谱信息，即如图6所示。

(3)自相干光子射频探测接收数学模型及理论推导

假设E_S为偏振复用90°光学混频器输入端的待解调有用信号，E_LO为偏振复用90°光学混频器输入端的本振激光信号，为分集光电检测器I、Q信号输出合路后的复值光电流，那么可以得到偏振复用90°光学混频器四路输出端的光信号E₁、E₂、E₃、E₄表征值分别为：

①②

③④

上述四路光信号输入到光电分集检测器后，经过四个光电检测平PD₁、PD₂、PD₃、PD₄实施光电探测，其光电流分别为I₁、I₂、I₃、I₄，接着我们可以进一步得到：

以此，在光电分集检测其中产生的光电流I_I(t)、I_Q(t)分别为：

I_I(t)＝I₁-I₂＝2Re{E_S(E_LO)^*}；

I_Q(t)＝I₃-I₄＝2Im{E_S(E_LO)^*}；

其中Re表示函数的实部，Im表示函数的虚部；以此，我们可以进一步得到为：

而E_S＝E_r+n₀，其中E_r是接收到的矢量信号部分，n₀是放大自发散射噪声部分，因此可以得到|E_S|²＝|E_r|²+|n₀|²+2Re{E_r(n₀)^*}；而本振激光光波|E_LO|²＝I_LO[1+I_RIN(t)]，其中I_LO、I_RIN(t)分别是本振激光器的平均功率部分和相对强度噪声(RIN)部分。

因此，我们有：

即：

本实用新型中的下行链路：光通信接收端收到从发送端传送来的光子射频正交MQAM-OFDM信号后，按照下行链路信号处理实施方式，中心频率为193.10THz的光子射频正交MQAM-OFDM信号与中心频率为193.10THz的窄线宽激光光波进入下行偏振复用90°光学混频器、下行分集光电检测器实施光子射频信号相位同步自锁定自零差相干探测处理，然后再通过下行高频正交解调器、下行高速数字信号处理模块，进而解调出下行高速数字基带信号。此接收探测过程中，中心频率为193.10THz的光子射频正交MQAM-OFDM信号就是上述数学建模推理中的E_r，中心频率为193.10THz的窄线宽激光光波就是上述数学建模推理中的E_LO，E_r和E_LO同出自于CW激光器且它们在整个下行链路的传输光程一样，光子射频正交MQAM-OFDM信号相干探测中没有单独引入激光本振信号，即实现相位同步自锁定的下行自零差相干探测解调接收。

本实用新型中的上行链路：经过SSMF传送后的中心频率为193.10THz上行光子射频正交MQAM-OFDM信号进入上行偏振复用90°光学混频器，与从中心频率为193.10THz的CW激光分路出来的本振激光信号通过上行偏振复用90°光学混频器和上行分集光电检测器进行自相干探测解调处理，再通过上行高频正交解调器、上行高速数字信号处理模块，进而解调出上行高速数字基带信号。此接收探测过程中，中心频率为193.10THz上行光子射频正交MQAM-OFDM信号就是上述数学建模推理中的E_r，中心频率为193.10THz的窄线宽本振激光信号就是上述数学建模推理中的E_LO，E_r和E_LO同出自于CW激光器，光子射频正交MQAM-OFDM信号相干探测中没有单独引入激光本振信号，即实现上行自相干探测解调接收。

本实用新型中的上下行链路传输中，由：

我们可以得知：接收到的中心频率为193.10THz的光子射频正交MQAM-OFDM信号的放大自发散射噪声n₀和相对强度噪声(RIN)电流对复值光电流是有一定的贡献的，因此，我们可以稍稍地恶化作为上下行中心频率为193.10THz的本振激光光波的相对强度噪声来提高数值，进而改进高速数字信号处理的误码率。例如可以利用超窄带波束分离器的滤波特性，把中心频率为193.10THz的本振激光光波信道的滤波带宽稍稍加宽来适当地提高相对强度噪声数值；也可以利用EDFA对信号放大后的滤波功能，稍稍加宽滤波带宽来提高相对强度噪声数值来改善复值光电流进而适度提高整个系统的传输、接收性能。当然，此时稍稍增加这些功能器件滤波后的本振激光光波信号带宽，其实也提高了本振激光器的平均功率部分(即I_LO)，从而更进一步地改善复值光电流进而改进高速数字信号处理的误码率。

以上实施例仅为充分公开而非限制本实用新型，凡基于本实用新型的创作主旨、未经创造性劳动的等效技术特征的替换，应当视为本申请揭露的范围。