处理信号干扰的装置及方法与流程

本发明相关于一种用于通信系统的装置及方法，特别涉及一种处理信号干扰的装置及方法。

背景技术：

根据现有技术，当不同类型的信号(例如不同通信标准的信号)同时被传送时，信号间可能会相互干扰，不仅影响信号的传输，也违反传输规范。虽然已有数种现有技术被提出来降低这种信号干扰，例如数字预矫正(digitalpre-distortion)或较昂贵的滤波器。但这些方法存在有干扰消除的效能不佳或成本过于昂贵的缺点。因此，如何以有效且便宜的方法降低信号干扰是亟待解决的问题。

技术实现要素：

因此，本发明提供了一种接收装置及接收方法，用来处理信号干扰，以解决上述问题。

本发明公开一种传送装置，用来处理信号干扰，包含有一第一传送电路，用来处理第一多个基频信号，以产生第一多个射频信号；一第二传送电路，用来处理第二多个基频信号及多个输入信号，以产生第二多个射频信号，其中该第一多个射频信号的一第一频率及该第二多个射频信号的一第二频率不相同；一反馈电路，耦接于该第二传送电路，用来处理该第二多个射频信号及多个泄漏信号，以产生多个误差信号，其中该多个泄漏信号相关于该第一多个射频信号；以及一控制电路，耦接于该第一传送电路、该第二传送电路及该反馈电路，用来根据该第一多个基频信号及该多个误差信号，产生该多个输入信号。

附图说明

图1为本发明实施例一通信系统的示意图。

图2为本发明实施例一传送装置的示意图。

图3为本发明实施例一控制电路的示意图。

图4为本发明实施例一传送电路的示意图。

图5为本发明实施例一反馈电路的示意图。

图6为本发明实施例一功率频谱密度的比较图。

图7为本发明实施例一功率频谱密度的比较图。

图8为本发明实施例一功率频谱密度的比较图。

图9为本发明实施例一流程的流程图。

附图标记说明：

10通信系统

20传送装置

200、210、40传送电路

202、212放大器

220、50反馈电路

230、30控制电路

300数字移频电路

302估测电路

400、410升取样器

404、414、504、514混频器

402、412、502、512低通滤波器

500、510降取样器

90流程

900、902、904、906、908、910步骤

tx传送端

rx接收端

具体实施方式

图1为本发明实施例一通信系统10的示意图。通信系统10可为任何使用正交分频多工(orthogonalfrequency-divisionmultiplexing，ofdm)技术(或称为离散多频调制(discretemulti-tonemodulation，dmt)技术)的通信系统，简略地由一传送端tx及一接收端rx所组成。在图1中，传送端tx及接收端rx是用来说明通信系统10的架构。举例来说，通信系统10可为非对称式数字用户回路(asymmetricdigitalsubscriberline，adsl)系统、电力通信(powerlinecommunication，plc)系统、同轴电缆的以太网络(ethernetovercoax，eoc)等有线通信系统。或者，通信系统10可为蓝牙(bluetooth，bt)、无线区域网络(wirelesslocalareanetwork，wlan)、数字视频广播(digitalvideobroadcasting，dvb)系统、长期演进(longtermevolution，lte)系统及先进长期演进(lte-advanced，lte-a)系统、第五代(5thgeneration，5g)系统等无线通信系统。此外，传送端tx及接收端rx可设置于移动电话、笔记本电脑、个人电脑等装置中，不限于此。

图2为本发明实施例一传送装置20的示意图，可用于图1的传送端tx中，用来消除信号干扰(signalinterference)，例如不同类型的信号的交互干扰。传送装置20包含有一传送电路200、一放大器202、一传送电路210、一放大器212、一反馈电路220及一控制电路230。详细来说，传送电路200用来处理基频信号xb[n](例如多个(complex)信号)，以产生射频信号传送电路210用来处理基频信号xw[n]及输入信号ya[n]，以产生射频信号其中射频信号的频率wb及射频信号的频率ww不相同。反馈电路220耦接于传送电路210，用来处理射频信号及泄漏信号(例如其加总信号的放大信号)，以产生误差信号e[n]，其中泄漏信号相关于射频信号控制电路230耦接于传送电路200、传送电路210及反馈电路220，用来根据基频信号xb[n]及个误差信号e[n]，产生输入信号ya[n]。放大器202耦接于传送电路200，以及放大器212耦接于传送电路210及反馈电路220之间。传送装置20可传送经过放大器202处理射频信号所得的放大信号yb,po[n]，以及可传送经过放大器212处理射频信号及泄漏信号的加总信号所得的放大信号yw,po[n]。在本实施例中，索引n的范围可介于0～n-1之间，其中n皆为正整数。此外，假设传送电路200及传送电路210间存在一衰减增益g，可获得泄漏信号

根据现有技术，当基频信号xb[n]及基频信号xw[n]同时被传送时，泄漏信号会对射频信号造成干扰，不仅影响射频信号的传输，也违反传输规范。根据本发明，通过反馈电路220及控制电路230的使用，可在大幅消除泄漏信号的同时，维持射频信号的完整性。

图3为本发明实施例一控制电路30的示意图，可用于图1的传送装置20中，用来实现控制电路230。控制电路30包含有一数字移频电路(digitalfrequencyshifting，dfs)300及一估测电路302。详细来说，数字移频电路300耦接于传送电路200，用来根据频率wb及频率ww，处理基频信号xb[n]，以产生移频信号估测电路302，耦接于数字移频电路300、传送电路210及反馈电路220，处理移频信号及误差信号e[n]，以产生输入信号ya[n]，其中误差信号e[n]相关于泄漏信号及射频信号

根据图3，在一实施例中，当传送电路210处理移频信号以获得处理的信号时，该处理的信号的频率与频率wb相同。在一实施例中，根据一修正的归一化最小均方(modifiednormalizedleastmeansquare，modifiednlms)滤波器演算法，估测电路302处理移频信号及误差信号e[n]。在一实施例中，根据修正的归一化最小均方滤波器演算法，误差信号e[n]根据以下方程式被定义：

以及

其中，xn为修正的归一化最小均方滤波器演算法的输入向量，wn为修正的归一化最小均方滤波器演算法的权重向量，以及d[n]为泄漏信号

图4为本发明实施例一传送电路40的示意图，可用于图1的传送装置20中，用来实现传送电路200或传送电路210。传送电路40包含有一升取样器(upsampler)400、一低通滤波器(low-passfilter，lpf)402、一混频器(mixer)404、一升取样器410、一低通滤波器412及一混频器414。详细来说，当传送电路40用来实现传送电路200时，升取样器400及410处理基频信号xb[n]＝xb,i[n]+jxb,q[n]，以产生取样信号xb,s[n]＝xb,s,i[n]+jxb,s,q[n]。低通滤波器402及410分别耦接于升取样器400及410，用来过滤升取样信号xb,s[n]，以产生过滤信号xb,f[n]＝xb,f,i[n]+jxb,f,q[n]。混频器404及414分别耦接于低通滤波器402及410，用来根据频率wb，混频过滤信号xb,f[n]的，以产生射频信号

相似地，当传送电路40用来实现传送电路210时，升取样器400及410处理基频信号xw[n]＝xw,i[n]+jxw,q[n]，以产生取样信号xw,s[n]＝xw,s,i[n]+jxw,s,q[n]。低通滤波器402及410分别耦接于升取样器400及410，用来过滤升取样信号xw,s[n]，以产生过滤信号xw,f[n]＝xw,f,i[n]+jxw,f,q[n]。混频器404及414分别耦接于低通滤波器402及410，用来根据频率ww，混频过滤信号xw,f[n]的，以产生射频信号

图5为本发明实施例一反馈电路50的示意图，可用于图1的传送装置20中，用来实现反馈电路220。反馈电路50包含有一降取样器(decimator)500、一低通滤波器502、一混频器504、一降取样器510、一低通滤波器512及一混频器514。详细来说，混频器504及514用来根据频率ww，混频射频信号及泄漏信号的加总信号(或其放大信号yw,po[n])，以产生混频信号xm[n]＝xm,i[n]+jxm,q[n]。低通滤波器502及512分别耦接于混频器504及514，用来过滤混频信号xm[n]，以产生过滤信号xm,f[n]＝xm,f,i[n]+jxm,f,q[n]。降取样器500及510分别耦接于低通滤波器502及512，用来处理过滤信号xm,f[n]，以产生误差信号e[n]。

在一实施例中，基频信号xb[n]为蓝牙信号，以及基频信号xw[n]为无线区域网络信号，但不限于此。本领域具通常知识者可将本发明应用于同时传送多种信号的传送端，以解决信号干扰的问题。

根据以上所述，以下根据传送装置20，以蓝牙及无线区域网络为例，举例说明本发明一实施例，其中以bt及wlan分别表示蓝牙及无线区域网络以改善陈述的明确性。

首先，分别定义传送电路200的bt基频信号及传送电路210的wlan基频信号如下：

xb[n]＝xb,i[n]+jxb,q[n]；以及

xw[n]＝xw,i[n]+jxw,q[n](式2)

其中xb,i[n]及xb,q[n]分别为bt基频信号的实部信号与虚部信号，以及xw,i[n]及xw,q[n]分别为wlan基频信号的实部信号与虚部信号。接着，bt基频信号及wlan基频信号分别经过对应的升取样运行(例如升取样器及低通滤波器)后，再以分别以对应的射频频率(radiofrequency)进行升频运行(即调制)，成为bt射频信号及wlan射频信号其可分别表示如下：

以及

其中wb及ww分别为bt及wlan的(例如不同)射频频率(即载波频率)，以及θb和θb则分别为bt及wlan的混频器的(例如不同)相位。

由于bt射频信号会对wlan射频信号造成干扰，考虑bt及wlan间路径的衰减增益g后，可将bt泄漏信号表示为：

在本发明中，假设放大器212具有三阶的非线性模型，可表示经放大器212处理所得的放大信号如下：

其中a1和a3分别为放大器212的一阶系数及三阶系数。根据(式5)可知，在放大器的非线性模型的影响下，wlan射频信号及bt泄漏信号的相加会产生互调的干扰信号s1和s3。

以下以两个部分说明本发明一控制电路实施例。首先，说明控制电路的架构及运行方式。详细来说，控制电路包含有数字移频电路及估测电路。举例来说，估测电路为执行适应性演算法的适应性滤波器，其中适应性演算法可为一归一化最小均方滤波器演算法，但不限于此。适应性演算法的相关参数及估测电路的三个运算信号：期望信号(desiredsignal)、估测电路输出信号及误差信号会在接下来段落中被定义。接着，以修正的归一化最小均方滤波器演算法进一步改善估测电路的效能。

考虑bt的射频频率wb及wlan的射频频率ww不相同，本发明先以数字移频电路处理bt基频信号xb[n]。详细来说，根据射频频率wb及ww，数字移频电路将bt基频信号xb[n]移到频率(wb-ww)，以获得移频信号因此，移频信号经过wlan的升频运行后，所造成的信号的频率可与bt泄漏信号的频率相同。定义经过适应性滤波器处理移频信号所得的信号为：

ya[n]＝ya,i[n]+jya,q[n](式6)

接着，对信号ya[n]及wlan基频信号xw[n]的加总信号执行wlan的升取样运行及升频运行后，可产生wlan射频信号

根据估测电路的运行，期望信号可为bt泄漏信号误差信号(即放大器212的输入信号)相关于(或可被视为)期望信号及wlan射频信号的总和。

根据以上所述，放大器212的输入信号经过放大器212，再经过反馈路径后，可提供给叠代运行来计算合适的估测电路参数。经由本架构的设计，估测电路对进入放大器212前的bt泄漏信号进行消除运行，以降低放大器212所输出的干扰信号。

需注意的是，若估测电路所使用的适应性演算法为现有归一化最小均方滤波器演算法，上述设计虽可大幅消除bt泄漏信号但也消除wlan基频信号xw[n]的小部分信号，减少了效能改善的幅度。因此，本发明以一修正的归一化最小均方滤波器演算法来改善wlan基频信号xw[n]的衰减。

首先，定义适应性演算法的两个错误项(估测电路误差信号)如下：

其中为适应性演算法的输入向量，wn＝[wn[0],wn[1],…,wn[l-1]]^t为适应性演算法的权重向量，以及期望信号(即bt泄漏信号)

接着，定义及为差异项。根据最小平均平方误差(minimummeansquareerror，mmse)的准则，考虑以下两方程式：

为了解决上述方程式，定义δwn+1＝wn+1-wn，以及根据lagrange乘数法来定义以下的成本函数(costfunction)：

其中，λ为多个的lagrange乘数。接着，对成本函数做的偏微分，以及假设结果为0，则可得到：

将(式13)代入(式10)，可以导出多个的lagrange乘数λ如下：

接着，将lagrange乘数λ输入(式13)，新增α为适应性参数(即步进参数)，以及新增一个很小的正值c值来避免为0所造成的演算法异常，可得到下列方程式：

需注意的是，虽然可将期望信号视为bt泄漏信号但实际上，无法直接取得d[n]的真正数值，使(式15)式中无法由(式7)和(式8)来获得。因此，本发明提供了一个解决方案，以来近似(式14)可据以被修改如下式：

随着叠代(iteration)次数的增加，可提高上述近似的准确度。原因为当叠代次数增加时，参数将逐渐收敛，使将越来越接近计算结果将越来越精确。

图6为本发明实施例一功率频谱密度(powerspectrumdensity，psd)的比较图。图6示出有归一化最小均方滤波器演算法及修正的归一化最小均方滤波器演算法的输入信号ya[n]的功率频谱密度，其中“nlms”表示归一化最小均方滤波器演算法的结果，以及“modifiednlms”表示修正的归一化最小均方滤波器演算法的结果。输入信号ya[n]在wlan传输路径以反向(负值)的方式被加入，用于消除bt泄漏信号因此，此处输出的bt信号越相似于bt泄漏信号，则干扰消除的结果越佳。在图6中，经过归一化最小均方滤波器演算法的结果为-62.64dbm/hz，修正的归一化最小均方滤波器演算法的结果为-62.62dbm/hz，以及实际的bt泄漏干扰信号则为-63.63dbm/hz。值得注意的是中间频率的结果，这个区域若存在有信号，该信号会对wlan信号造成干扰。根据图6，归一化最小均方滤波器演算法的结果为-88.63dbm/hz，以及修正的归一化最小均方滤波器演算法的结果为-113dbm/hz。因此，修正的归一化最小均方滤波器演算法确实可减少干扰量的产生，使wlan信号的品质受到较少的影响。

图7为本发明实施例一功率频谱密度的比较图。在图7中，不同消除干扰方法所造成放大器212的输入信号会被比较：未消除bt泄漏信号、使用归一化最小均方滤波器演算法及修正的归一化最小均方滤波器演算法。“withoutcancellation”表示未使用任何干扰消除的结果，“nlms”表示归一化最小均方滤波器演算法的结果，以及“modifiednlms”表示修正的归一化最小均方滤波器演算法的结果。上述三种方法所得到的结果分别为：-63.63dbm/hz、-87.87dbm/hz及-90.6dbm/hz。比较上述差异后，可得到归一化最小均方滤波器演算法及修正的归一化最小均方滤波器演算法分别消除了24.24db和26.97db的干扰。

图8为本发明实施例一功率频谱密度的比较图。在图8中，不同消除干扰方法所造成放大器212的输出信号(yw,po[n])会被比较，该结果也是最后会被测量出的实际结果：未消除bt泄漏信号、使用归一化最小均方滤波器演算法及修正的归一化最小均方滤波器演算法。“withoutcancellation”表示未使用任何干扰消除的结果，“nlms”表示归一化最小均方滤波器演算法的结果，“modifiednlms”表示修正的归一化最小均方滤波器演算法的结果，“oob”表示频带外(out-of-band)，以及“oobemission”表示频带外发射。上述三种方法所得到的结果分别为：-62.04dbm/hz、-70.11dbm/hz及-68.65dbm/hz。比较上述差异后，可得到归一化最小均方滤波器演算法及修正的归一化最小均方滤波器演算法分别消除了8.07db和6.61db的干扰。

图9为本发明实施例一流程90的流程图，用来说明前述传送装置20的运行方式，其包含有以下步骤：

步骤900：开始。

步骤902：处理第一多个基频信号，以产生第一多个射频信号。

步骤904：处理第二多个基频信号及多个输入信号，以产生第二多个射频信号，其中该第一多个射频信号的一第一频率及该第二多个射频信号的一第二频率不相同。

步骤906：处理该第二多个射频信号及多个泄漏信号，以产生多个误差信号，其中该多个泄漏信号相关于该第一多个射频信号。

步骤908：根据该第一多个基频信号及该多个误差信号，产生该多个输入信号。

步骤910：结束。

需注意的是，可根据设计考量或系统需求，将传送电路200、放大器202、传送电路210、放大器212、反馈电路220及控制电路230整合为一或多个电路。此外，传送装置20及其中电路可以硬件、软件、固件、电子系统、或上述装置的组合来实现，不限于此。

综上所述，本发明提供了一种装置及其方法，通过使用反馈电路及控制电路的使用，可降低同时传送不同类型信号时所产生的信号间干扰。相较于现有技术，本发明不仅具有优选的效能，也具有较低的成本。

以上所述仅为本发明的优选实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。