一种频偏估计方法及装置、存储介质、终端与流程

本发明涉及通信技术领域，具体地涉及一种频偏估计方法及装置、存储介质、终端。

背景技术：

在新无线(newradio，简称nr，也可称为新空口)系统中，一般采用物理广播信道(physicalbroadcastchannel，简称pbch)频偏估计(frequencyoffsetestimation，简称foe)的方式来克服辅同步信号(secondarysynchronoussignal，简称sss)检测之后所遗留的残留频偏问题，以及pbch循环冗余校验(cyclicredundancycheck，简称crc)校验正确后到nr物理下行控制信道(physicaldownlinkcontrolchannel，简称pdcch)检测这段时间上的频偏跟踪的问题。

上述两个过程都是基于同步信号块(synchronoussignalblock，简称ssb)来实现的，考虑到样本稀疏性，无法实现类似于连接态下的多次统计。所以对pbchfoe的估计精度有了进一步需求。

现有的方法一般是基于pbch上的导频序列解调参考信号(demodulationreferencesignal，简称dmrs)的最小二乘(leastsquare，简称ls)信道估计来实现频偏估计的，仿真结果表明，该方法的精度在低信噪比下损失较大，无法满足系统设计要求。

技术实现要素：

本发明解决的技术问题是如何提高低信噪比下pbch频偏估计的精度。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的ssb序列；基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列；对所述信道粗估计结果进行滤波处理；根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。

可选的，所述响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列包括：响应于pbchcrc校验成功，判断当前环境的信噪比是否小于预设阈值；当判断结果表明当前环境的信噪比小于预设阈值时，重构所述接收到的pbch信息序列。

可选的，所述重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列包括：对解码获得的pbch信息比特进行二次加扰；对二次加扰后的pbch信息比特进行编码和qpsk调制，以获得所述重构的pbch信息序列。

可选的，所述重构的ssb序列是通过将所述重构的pbch信息序列和所述导频序列根据预设映射规则映射至对应的时频资源上获得的。

可选的，所述导频序列包括：sss序列和pbchdmrs序列。

可选的，所述基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果包括：基于所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行ls估计，以获取所述信道粗估计结果。

可选的，所述基于所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行ls估计包括：对所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行共轭点乘计算，计算结果即为ssb序列中每个时频资源对应的信道粗估计结果。

可选的，所述根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息包括：基于如下公式，分别对所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算，以获取计算结果：

y＝∑hl*hl-1；

其中，y为所述计算结果，hl为第l个符号上的数据的信道粗估计结果，hl-1为第l-1个符号上的数据的信道粗估计结果；将对应于第二个符号和第三个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果和对应于第三个符号和第四个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果相加，获得准计算结果；根据所述准计算结果确定所述频偏估计信息。

可选的，对于单天线，采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，f为所述频偏估计信息，y’＝a，a为所述准计算结果，fs为数据采样速率，ns为单个符号的fft点数，phase函数为相函数。

可选的，对于多天线，采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，y'＝a1c1+a2c2+...+aici+...+ancn；

其中，f为所述频偏估计信息，ci为第i天线的信噪比，1＜i≤n，ai为基于第i天线接收到的ssb序列关联的所述准计算结果。

为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种频偏估计装置，包括：重构模块，响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的ssb序列；信道粗估计模块，用于基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列；滤波处理模块，用于对所述信道粗估计结果进行滤波处理；计算模块，用于根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。

可选的，所述重构模块包括：判断子模块，响应于pbchcrc校验成功，判断当前环境的信噪比是否小于预设阈值；重构子模块，当判断结果表明当前环境的信噪比小于预设阈值时，重构所述接收到的pbch信息序列。

可选的，所述重构模块包括：二次加扰子模块，用于对解码获得的pbch信息比特进行二次加扰；编码调制子模块，用于对二次加扰后的pbch信息比特进行编码和qpsk调制，以获得所述重构的pbch信息序列。

可选的，所述重构的ssb序列是通过将所述重构的pbch信息序列和所述导频序列根据预设映射规则映射至对应的时频资源上获得的。

可选的，所述导频序列包括：sss序列和pbchdmrs序列。

可选的，所述信道粗估计模块包括：ls估计子模块，用于基于所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行ls估计，以获取所述信道粗估计结果。

可选的，所述ls估计子模块包括：处理单元，用于对所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行共轭点乘计算，计算结果即为ssb序列中每个时频资源对应的信道粗估计结果。

可选的，所述计算模块包括：第一处理子模块，用于基于如下公式，分别对所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算，以获取计算结果：

y＝∑hl*hl-1；

其中，y为所述计算结果，hl为第l个符号上的数据的信道粗估计结果，hl-1为第l-1个符号上的数据的信道粗估计结果；加和子模块，用于将对应于第二个符号和第三个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果和对应于第三个符号和第四个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果相加，获得准计算结果；确定子模块，用于根据所述准计算结果确定所述频偏估计信息。

可选的，对于单天线，所述确定子模块采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，f为所述频偏估计信息，y’＝a，a为所述准计算结果，fs为数据采样速率，ns为单个符号的fft点数，phase函数为相函数。

可选的，对于多天线，所述确定子模块采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，y'＝a1c1+a2c2+...+aici+...+ancn；

其中，f为所述频偏估计信息，ci为第i天线的信噪比，1＜i≤n，ai为基于第i天线接收到的ssb序列关联的所述准计算结果。

为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种存储介质，其上存储有计算机指令，所述计算机指令运行时执行上述方法的步骤。

为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种终端，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有能够在所述处理器上运行的计算机指令，所述处理器运行所述计算机指令时执行上述方法的步骤。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：

本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的ssb序列；基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列；对所述信道粗估计结果进行滤波处理；根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。较之现有基于导频序列进行pbch频偏估计的技术方案，本发明实施例的方案基于序列重构来获取尽可能多的统计样本，从而提升低信噪比下pbch频偏估计的精度。具体而言，本发明实施例的方案将接收到的数据也作为pbch频偏估计的统计样本，通过增加样本数量的方式极大提高频偏估计的精度，从而在低信噪比下有效改善pbch频偏估计的性能。进一步，由于参考信号的增加，使得本实施例的方案能够适用于更复杂、更多样化的信道环境。

进一步，所述响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列包括：响应于pbchcrc校验成功，判断当前环境的信噪比是否小于预设阈值；当判断结果表明当前环境的信噪比小于预设阈值时，重构所述接收到的pbch信息序列，从而在提高低信噪比下频偏估计的精度的同时，有效节约终端的功率消耗，避免资源浪费。

进一步，所述重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列包括：对解码获得的pbch信息比特进行二次加扰；对二次加扰后的pbch信息比特进行编码和qpsk调制，以获得所述重构的pbch信息序列。本领域技术人员理解，本发明实施例的方案在对接收到的ssb序列进行解码后，模拟发送端的数据发送流程对解码获得的数据进行处理，以将解码获得的数据重新编码回理论上的待发送ssb序列。进一步，通过比较该理论上的待发送ssb序列(即所述重构的ssb序列)和实际接收到的ssb序列，就可以获取所需的频偏估计信息，而且，由于用于进行频偏估计的数据样本增多了，利于提高频偏估计的精度。

附图说明

图1是本发明实施例的一种频偏估计方法的流程图；

图2是本发明实施例的一种ssb序列的结构示意图；

图3是图1中步骤s101的一个具体实施方式的流程图；

图4示意性地示出本发明实施例的一种ssb序列的重构过程；

图5是图1中步骤s104的一个具体实施方式的流程图；

图6是图1中步骤s101的另一个具体实施方式的流程图；

图7是本发明实施例的一种频偏估计装置的结构示意图。

具体实施方式

本领域技术人员理解，如背景技术所言，现有的基于物理广播信道(physicalbroadcastchannel，简称pbch)的频偏估计(frequencyoffsetestimation，简称foe)方案在低信噪比下精度差，无法满足系统设计要求。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供一种频偏估计方法，包括：响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的ssb序列；基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列；对所述信道粗估计结果进行滤波处理；根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。

本领域技术人员理解，本发明实施例的方案基于序列重构来获取尽可能多的统计样本，从而提升低信噪比下pbch频偏估计的精度。具体而言，本发明实施例的方案将接收到的数据也作为pbch频偏估计的统计样本，通过增加样本数量的方式极大提高频偏估计的精度，从而在低信噪比下有效改善pbch频偏估计的性能。进一步，由于参考信号的增加，使得本实施例的方案能够适用于更复杂、更多样化的信道环境。

为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

图1是本发明实施例的一种频偏估计方法的流程图。其中，本实施例所述方法可以应用于以下场景：在新无线(newradio，简称nr，也可称为新空口)系统中基于pbch进行频偏估计的场景。当然，本实施例所述方案也可以应用于需要基于pbch进行频偏估计的其他新一代系统。

本实施例可以应用于消息(或数据)的接收端侧，其中，所述接收端侧可以包括用户设备(userequipment，简称ue)侧，还可以包括网络侧。当应用于所述用户设备侧时，可以由ue执行；当应用于所述网络侧时，可以由网络侧的基站执行。

具体地，参考图1，本实施例所述频偏估计方法可以包括如下步骤：

步骤s101，响应于pbch循环冗余校验(cyclicredundancycheck，简称crc)校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的同步信号块(synchronoussignalblock，简称ssb)序列。

步骤s102，基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列。

步骤s103，对所述信道粗估计结果进行滤波处理。

步骤s104，根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。

更为具体地，可以基于nr系统所采用的用于进行初始同步的ssb序列来实现本实施例的方案。

作为一个非限制性实施例，结合图1和图2，在时域上，所述ssb序列可以基于4个正交频分多址(orthogonalfrequencydivisionmultipleaccess，简称ofdma)符号(即图2示出的符号20至符号23)承载的，其中，第一个符号(即符号20)用于承载主同步信号(primarysynchronizationsignal，简称pss)相关的信息序列，第二和第四个符号(即符号21和符号23)用于承载pbch相关的信息序列(即所述pbch序列)，第三个符号(即符号22)用于承载辅同步信号(secondarysynchronizationsignal，简称sss)相关的信息序列(以下简称为sss序列)。进一步地，解调参考信号(demodulationreferencesignal，简称dmrs)相关的信息序列(以下简称为pbchdmrs序列)也是基于所述第二个符号(即符号21)、第四个符号(即符号23)或第二和第四个符号(即符号21和符号23)承载的。

本实施例的方案使用第二至第四个符号之间的时频资源，也即所述pbch信息序列、pbchdmrs序列和sss序列来实现频偏估计功能。

其中，sss序列和pbchdmrs序列即为所述导频序列。

本发明实施例的方案在对接收到的ssb序列进行解码后，模拟发送端的数据发送流程对解码获得的数据进行处理，以将解码获得的数据重新编码回理论上的待发送ssb序列。进一步，通过比较该理论上的待发送ssb序列(即所述重构的ssb序列)和实际接收到的ssb序列，就可以获取所需的频偏估计信息，而且，由于用于进行频偏估计的数据样本增多了，利于提高频偏估计的精度。

优选地，由于所述导频序列是发送端和接收端共同已知的，所以，在实际应用中，只需对接收到的pbch信息序列进行重构，然后再根据发送端的时频资源映射逻辑进行映射，就可以获得所述重构的ssb序列。

作为一个非限制性实施例，所述pbch信息序列的重构逻辑可以参考现有nr38.211标准中的相关规定进行。

具体地，结合图1和图3，所述步骤s101可以包括如下步骤：

步骤s1011，对解码获得的pbch信息比特进行二次加扰。

步骤s1012，对二次加扰后的pbch信息比特进行编码和正交相移键控(quadraturephaseshiftkeying，简称qpsk)调制，以获得所述重构的pbch信息序列。

进一步地，在pbchcrc校验成功后可以对符号21和符号23上承载的pbch信息序列进行解码，以获取所述pbch信息比特。

然后，参照发送端对所述pbch信息比特进行编码的全过程，按照现有nr38.211标准中的相关规定进行编码操作，以获取重构的pbch信息序列。

优选地，可以对二次加扰后的pbch信息比特进行极化(polar)编码。

优选地，所述二次加扰是指对所述pbch信息比特进行第二次加扰。

进一步地，将所述导频序列和执行所述步骤s1011和步骤s1012获取的所述重构的pbch信息序列根据预设映射规则映射至对应的时频资源上，以获得所述重构的ssb序列。

例如，结合图3和图4，参考上述图3的相关描述，可以获取重构的pbch信息序列，将所述重构的pbch信息序列和所述sss序列以及pbchdmrs序列映射至对应的时频资源上，以获取所述重构的ssb序列。

优选地，所述预设映射规则可以参考现有nr38系列协议中的相关规定。所述映射可以是资源元素映射(resourceelementmapping，简称remapping)。

作为一个非限制性实施例，所述步骤s102可以包括：基于所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行最小二乘(leastsquare，简称ls)估计，以获取所述信道粗估计结果。

例如，可以对所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行共轭点乘计算，计算结果即为ssb序列中每个时频资源对应的信道粗估计结果。

进一步地，所述步骤s103的作用在于降低噪声对实际信道估计的影响，以获得进一步地增益。

例如，可以参考现有长期演进(longtermevolution，简称lte)所采用的最小均方误差估计(minimummeansquareerrorestimation，简称mmse)滤波或基于快速傅里叶变换(fastfouriertransformation，简称fft)的方式对所述信道粗估计结果进行滤波处理。

进一步地，通过执行所述步骤s104，可以对承载所述第一个pbch信息序列的所有资源元素和承载sss序列的符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭乘积，同理，还可以对承载所述sss序列的符号和承载第二个pbch信息序列的所有资源元素上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭乘积，并由此计算获取所述频偏估计信息。

作为一个非限制性实施例，参考图5，所述步骤s104可以包括如下步骤：

步骤s1041，基于公式(1)，分别对所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算，以获取计算结果：

y＝∑hl*hl-1(1)；

其中，y为所述计算结果，hl为第l个符号上的数据的信道粗估计结果，hl-1为第l-1个符号上的数据的信道粗估计结果。

步骤s1042，将对应于第二个符号和第三个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果和对应于第三个符号和第四个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果相加，获得准计算结果。

步骤s1043，根据所述准计算结果确定所述频偏估计信息。

在一个典型的应用场景中，对于单天线，可以采用公式(2)确定所述频偏估计信息：

其中，f为所述频偏估计信息，y’＝a，a为所述步骤s1042中确定的所述准计算结果，fs为数据采样速率，ns为单个符号的fft点数，phase函数为相函数，pi为圆周率。

由于所述y’的相位(即phase(y’)的计算结果)与所述频偏关系之间具有固定的系数关系，也即，对于特定的fs、ns，可以有等式f＝cphase(y’)，其中c＝fs/(2*pi*ns)。因而，通过公式(2)可以确定所述频偏估计信息f。

在另一个典型的应用场景中，对于多天线，可以从各天线分别接收ssb序列并分别执行本实施例的方案，然后合并各天线的准计算结果以提取所述频偏估计信息。

具体地，在本场景中，可以采用公式(3)确定所述频偏估计信息：

其中，y'＝a1c1+a2c2+...+aici+...+ancn，f为所述频偏估计信息，ci为第i天线的信噪比，1＜i≤n，ai为基于第i天线接收到的ssb序列关联的所述准计算结果。

进一步地，参考图6，所述步骤s101还可以包括如下步骤：

步骤s1013，响应于pbchcrc校验成功，判断当前环境的信噪比是否小于预设阈值。

当所述步骤s1013的判断结果是肯定的，也即若当前环境的信噪比小于所述预设阈值时，可以执行步骤s1014，以重构所述接收到的pbch信息序列。

具体地，可以通过执行图3所示的步骤s1011和步骤s1012，以获取所述重构的pbch信息序列。

进一步地，还可以继续执行所述步骤s102至步骤s105，以获取所述频偏估计信息。

否则，当所述步骤s1013的判断结果是否定的，也即若当前环境的信噪比大于所述预设阈值时，可以执行步骤s1015，以采用现有基于导频序列的频偏估计方式获取所述频偏估计信息。

优选地，所述预设阈值可以选自15db～20db，本领域技术人员也可以根据需要调整所述预设阈值的具体取值，在此不予赘述。

本领域技术人员理解，通过判断当前环境的信噪比，可以将传统的频偏估计方法与本实施例所述频偏估计方法相结合，在高信噪比下采用传统方法，在低信噪比下采用本实施例的方案，从而在提高低信噪比下频偏估计的精度的同时，有效节约终端的功率消耗，避免资源浪费。

由上，采用本实施例的方案，能够基于序列重构来获取尽可能多的统计样本，从而提升低信噪比下pbch频偏估计的精度。具体而言，本发明实施例的方案将接收到的数据也作为pbch频偏估计的统计样本，通过增加样本数量的方式极大提高频偏估计的精度，从而在低信噪比下有效改善pbch频偏估计的性能。进一步，由于参考信号的增加，使得本实施例的方案能够适用于更复杂、更多样化的信道环境。

图7是本发明实施例的一种频偏估计装置的结构示意图。本领域技术人员理解，本实施例所述频偏估计装置7用于实施上述图1至图6所示实施例中所述的方法技术方案。

具体地，在本实施例中，所述频偏估计装置7可以包括：重构模块71，响应于pbchcrc校验成功，重构接收到的pbch信息序列，以获得重构的pbch信息序列，其中，所述接收到的pbch信息序列解码自接收到的ssb序列；信道粗估计模块72，用于基于重构的ssb序列和接收到的ssb序列进行信道粗估计，以获取信道粗估计结果，其中，所述重构的ssb序列包括所述重构的pbch信息序列以及所述接收到的ssb序列中的导频序列；滤波处理模块73，用于对所述信道粗估计结果进行滤波处理；计算模块74，用于根据所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果，计算获取频偏估计信息。

进一步地，所述重构模块71可以包括：判断子模块711，响应于pbchcrc校验成功，判断当前环境的信噪比是否小于预设阈值；重构子模块712，当判断结果表明当前环境的信噪比小于预设阈值时，重构所述接收到的pbch信息序列。

进一步地，所述重构模块71可以包括：二次加扰子模块713，用于对解码获得的pbch信息比特进行二次加扰；编码调制子模块714，用于对二次加扰后的pbch信息比特进行编码和qpsk调制，以获得所述重构的pbch信息序列。

进一步地，所述重构的ssb序列可以是通过将所述重构的pbch信息序列和所述导频序列根据预设映射规则映射至对应的时频资源上获得的。

进一步地，所述导频序列可以包括：sss序列和pbchdmrs序列。

进一步地，所述信道粗估计模块72可以包括：ls估计子模块721，用于基于所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行ls估计，以获取所述信道粗估计结果。

进一步地，所述ls估计子模块721可以包括：处理单元7211，用于对所述重构的ssb序列以及接收到的ssb序列进行共轭点乘计算，计算结果即为ssb序列中每个时频资源对应的信道粗估计结果。

进一步地，所述计算模块74可以包括：第一处理子模块741，用于基于如下公式，分别对所述接收到的ssb序列的第二至第四个符号中相邻两个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算，以获取计算结果：

y＝∑hl*hl-1；

其中，y为所述计算结果，hl为第l个符号上的数据的信道粗估计结果，hl-1为第l-1个符号上的数据的信道粗估计结果；加和子模块742，用于将对应于第二个符号和第三个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果和对应于第三个符号和第四个符号上频域相同的数据的信道粗估计结果进行共轭点乘计算的计算结果相加，获得准计算结果；确定子模块743，用于根据所述准计算结果确定所述频偏估计信息。

作为一个非限制性实施例，对于单天线，所述确定子模块743可以采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，f为所述频偏估计信息，y’＝a，a为所述准计算结果，fs为数据采样速率，ns为单个符号的fft点数，phase函数为相函数。

作为另一个非限制性实施例，对于多天线，所述确定子模块743可以采用如下公式确定所述频偏估计信息：

其中，y'＝a1c1+a2c2+...+aici+...+ancn；

其中，f为所述频偏估计信息，ci为第i天线的信噪比，1＜i≤n，ai为基于第i天线接收到的ssb序列关联的所述准计算结果。

关于所述频偏估计装置7的工作原理、工作方式的更多内容，可以参照上述图1至图6中的相关描述，这里不再赘述。

进一步地，本发明实施例还公开一种存储介质，其上存储有计算机指令，所述计算机指令运行时执行上述图1至图6所示实施例中所述的方法技术方案。优选地，所述存储介质可以包括诸如非挥发性(non-volatile)存储器或者非瞬态(non-transitory)存储器等计算机可读存储介质。所述存储介质可以包括rom、ram、磁盘或光盘等。

进一步地，本发明实施例还公开一种终端，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有能够在所述处理器上运行的计算机指令，所述处理器运行所述计算机指令时执行上述图1至图6所示实施例中所述的方法技术方案。优选地，所述终端可以是所述接收端，如ue或基站。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。