用于实施信号质量度量和天线分集切换控制的方法和装置与流程

本发明涉及数字无线电广播接收器，并且尤其涉及用于在无线电接收器中实施用于天线分集切换的信号质量度量和切换控制逻辑的方法和装置。

背景技术

数字无线电广播技术将数字音频和数据服务输送至移动的、便携的、及固定的接收器。被称为带内同频(iboc)数字音频广播(dab)的一种类型的数字无线电广播使用现有中频(mf)和甚高频(vhf)无线电波段中的地面发射器。由艾比奎蒂数字公司开发的高清(hd)radio^tm技术是用于数字无线电广播和接收的iboc实施方式的一个实例。

ibocdab信号能够以包括模拟调制载波结合多个数字调制载波的混合格式或以未使用模拟调制载波的全数字格式进行传输。使用混合模式，广播装置可以持续传输同时具有更高质量和更稳健数字信号的模拟调幅(am)和调频(fm)，允许它们自己及它们的收听者进行模数无线电转换，同时维持它们当前的频率分配。

ibocdab技术能够提供优于现有模拟广播格式的数字质量音频。因为每个ibocdab信号都在现有am或fm信道分配的频谱屏蔽内进行传输，所以它不需要新的频谱分配。ibocdab促进频谱秩序，同时使广播装置将数字质量音频供应至收听者的现有基础。

由国家广播协会和消费者电子协会发起的标准制定组织，国家无线电系统委员会，于2005年9月采用iboc标准，指定nrsc-5。通过引用将nrsc-5的公开内容并入本文，nrsc-5阐述对通过am和fm广播信道来广播数字音频和辅助数据的要求。该标准及其参考文件含有对射频(rf)/传输子系统和输送及服务多路复用子系统的详细解释。艾比奎蒂hd无线电技术是nrsc-5iboc标准的一种实施方式。

其它类型的数字无线电广播系统包括诸如xm无线电、天狼星(sirius)及世界空间(worldspace)的卫星系统，以及诸如数字无线电调幅广播(drm)、drm+、eureka147(品牌为dab)、dab版本2及fmextra的地面系统。正如在本文中所使用的，短语“数字无线电广播”包含包括带内信道广播的数字音频广播，以及其它数字地面广播和卫星广播。

天线分集技术用于减轻由于接收到的fm信号的多径传播而导致的畸变和停歇的影响。分集还能够适应玻璃嵌入式窗口天线的方向特性。已经开发和部署过用于汽车fm接收器的各种分集天线技术。虽然包括桌面、家庭影院、及便携式接收器的所有fm接收器都能受益于天线分集，但是只有汽车接收器目前采用分集技术。此外，为模拟fm接收器开发的分集算法一般不适合于hd无线电数字接收。

将期望拥有能够用于控制天线分集切换(switching)的接收到无线电信号质量的度量，以及适合于iboc信号的切换控制逻辑。

技术实现要素：

在第一方面，本发明提供一种用于探测无线电信号质量的方法，包括：接收包括被一系列符号调制的数字部分的无线电信号，每个符号都包括多个采样；计算邻近符号的循环前缀区内的端点采样之间的相关点；并且使用相关点来产生数字信号质量度量。

在另一个方面，本发明提供一种装置，包括：无线电接收器，包括用于接收具有被一系列符号调制的数字部分的无线电信号的输入端，每个符号都包括多个采样，以及处理器，用于计算邻近符号的循环前缀区内的采样之间的相关点以便产生数字信号质量度量。

在另一个方面，本发明提供一种方法，包括：接收包括模拟调制部分的无线电信号；对无线电信号的模拟调制部分进行数字采样以便产生多个采样；并且使用采样块的平均振幅和均方根(rms)振幅之比率来计算模拟信号质量度量。

在另一个方面，本发明提供一种装置，包括：无线电接收器，包括用于接收具有模拟调制部分的无线电信号的输入端；以及处理器，用于对模拟调制部分进行数字采样以便产生多个采样；并且使用采样块的平均振幅和rms振幅之比率来计算模拟信号质量度量。

在另一个方面，本发明提供一种方法，包括：(a)接收多个天线元件上的无线电信号；(b)为在每一个天线元件上接收到的信号计算信号质量度量；(c)确定用于当前选定天线元件的信号质量度量和用于每一个其它天线元件的信号质量度量之差值；(d)发现最小差值；(e)确定(1)用于当前选定天线元件的停留值是否大于最小差值的倍数，和(2)用于当前选定天线元件的信号质量度量是否小于阈值；和(f)如果步骤(e)中的(1)或(2)之一或二者都为是，则从当前选定元件切换至用于将无线电信号供应至接收器的其它天线元件之一，并且重复步骤(b)至(e)。

在另一个方面，本发明提供一种装置，包括：多个天线元件，用于接收无线电信号；开关，用于将一个或多个天线元件连接至接收器的输入端；及处理器，用于(a)为每一个天线元件上接收到的信号计算信号质量度量，(b)确定用于当前选定天线元件的信号质量度量和用于每一个其它天线元件的信号质量度量之差值，(c)发现最小差值，(d)确定(1)停留值是否大于最小差值的倍数，和(2)用于第一天线元件的信号质量度量是否小于阈值，和(e)如果步骤(e)中的(1)或(2)之一或二者都为是，则控制开关以便从当前选定元件切换至用于将无线电信号供应至接收器的其它天线元件之一，并且重复步骤(a)至(d)。

在另一个方面，本发明提供一种方法，包括：接收多个天线元件上的无线电信号；为在每一个天线元件上接收到的信号计算信号质量度量；使用用于当前将无线电信号供应至接收器的天线元件的信号质量度量来确定分集切换是否是期望的；并且产生代理控制信号，其使分集切换控制实施期望的天线元件切换。

在另一个方面，本发明提供一种方法，包括：接收多个天线元件上的无线电信号，其中无线电信号包括模拟调制部分和数字调制部分；为接收到的无线电信号的模拟调制部分计算模拟信号质量度量；为接收到的无线电信号的数字调制部分计算数字信号质量度量；并且使用模拟信号质量度量或数字信号质量度量来选择要连接至接收器输入端的一个或多个天线元件，其中用于基于模拟信号质量度量来选择天线元件的反应时间短于用于基于数字信号质量度量来选择天线元件的反应时间。

在另一个方面，本发明提供一种装置，包括：多个天线元件，用于接收无线电信号，其中无线电信号包括模拟调制部分和数字调制部分；开关，用于将一个或多个天线元件连接至接收器的输入端；及处理器，用于为接收到的无线电信号的模拟调制部分计算模拟信号质量度量，为接收到的无线电信号的数字调制部分计算数字信号质量度量，并且使用模拟信号质量度量或数字信号质量度量来产生用于选择要连接至接收器输入端的一个或多个天线元件的切换控制信号；其中用于基于模拟信号质量度量来选择天线元件的反应时间短于用于基于数字信号质量度量来选择天线元件的反应时间。

附图说明

图1是用于带内同频数字无线电广播系统的fm接收器的框图。

图2是能够用于图1中接收器的隔离滤波器的框图。

图3是用于数个测量值采样上的上部和下部数字边带的质量值的图形。

图4是作为载波噪声比函数的模拟信号质量度量的图形。

图5是包括使用模拟和数字信号质量度量的天线分集的接收器的功能框图。

图6是具有切换分集的一个实例汽车fm接收器的简化框图。

图7是具有切换分集的可选fmiboc汽车接收器的简化框图。

图8是具有使用代理分集控制信号的切换分集的可选fm接收器的简化框图。

具体实施方式

在一个方面，此发明涉及用于实施信号质量度量的方法和装置，该信号质量度量能够用于实施hd无线电接收器内的天线分集切换。在美国专利no.7,933,368“用于实施数字信号质量度量的方法和装置”和美国专利申请公开no.2009/0079656中提供对hd无线电广播系统的说明，通过引入将专利并入本文。

如美国专利申请公开no.2009/0079656中所示，混合fmiboc波形包括位于广播信道中心内的模拟调制信号、上边带内的第一多个均匀间隔正交频分多路复用副载波、及下边带内的第二多个均匀间隔正交频分多路复用副载波。数字调制副载波被划分成分区并且不同副载波被指定为基准副载波。在一种实施方式中，频率分区是含有18个数据副载波和一个基准副载波的一组19个正交频分多路复用(ofdm)副载波。

美国专利申请公开no.2009/0079656中示出的混合波形包括模拟fm调制信号，加上数字调制副载波。副载波位于均匀间隔的频率位置上。每个副载波的幅度都能够按幅度比例因子进行缩放。

具有hd无线电信号的分集

hd无线电信号总是携载数字分量，并且模拟主机信号还存在于更常见的混合信号中。由于交织、前向纠错(fec)编码和频率/时间分集的数字属性，数字信号分量比其模拟对应物更耐衰减。能够利用信道状态信息(csi)估计随着用于数字信号的时间和频率来跟踪选择性衰减。csi用于获得作为其估计可靠性的函数的符号信息的权值。然而，适应定向天线图或持续相当大部分交织器跨度的长时间、平衰减停歇仍需要天线分集。因为数字信号被相干探测和跟踪，所以每个天线切换事件都可能造成csi和相干跟踪中的符号出错和临时损失。对数字调制解调器的更改已经被预先设计成略微减轻切换的影响，虽然切换损失仍就显著。因此，用于数字信号的天线分集切换比用于模拟信号的天线分集切换能够是更慢的过程。具体地，对于数字信号分量，为了避免由于慢衰减(包括固定条件)导致的长时间、宽带停歇以及天线方向性损失，需要天线切换。

不同的天线切换策略将更适合于fm模拟信号分量。hd无线电混合fm信号的模拟和数字分量之间分集切换策略中的差异能够概述如下。对于fm模拟信号，切换反应时间一般小(几十微秒)以便避免衰减或频率选择空值方面的信号出错。对于数字信号，期望的切换反应时间能够是几十毫秒或更大，以便避免由于慢衰减(包括固定条件)导致的长时间、宽带停歇以及天线方向性损失。因此，将期望根据音频输出是否从数字或模拟信号中获得而使用不同切换准则来操纵具有混合信号的分集切换。重要地是，当iboc信号是全数字(非混合)时，fm模拟分集切换算法将不工作。如果模拟信号缺失，则切换作用将过度。

本发明的一个实施例包括美国专利no.7,933,368“用于实施数字信号质量度量的方法和装置”中描述的接收器的一些元件，通过引入将其并入本文。

图1是fm接收器10的功能框图，fm接收器10具有多个天线元件12、14、及16并且采用天线元件分集，以及自适应阻抗匹配(aim)功能。aim在美国专利申请公开no.2010/014495中被描述。在一个实施例中，天线元件12能够是并入耳塞线的天线；天线元件14能够是环形天线；而元件16表示一个或多个附加、可选的天线。在rf/if处理器18内，第一天线匹配电路20动态地将天线元件12的阻抗与接收器进行匹配，第二天线匹配电路22动态地将天线元件14的阻抗与接收器进行匹配，而可选附加天线匹配电路24能够用于动态地将任何附加天线元件的阻抗与接收器进行匹配。虽然天线匹配功能性在图1中被示出为rf/if处理器的一部分，但是这个功能性可以被实施成诸如rf前端的接收器设备的其它离散组件。天线元件选择器28基于天线元件分集控制信号30从天线元件之一中选择信号，并且将此信号作为rf输入32传递至rf调谐器34。可选地是，天线元件选择器能够传递不同天线元件上接收到的信号的和或差。rf调谐器产生if信号36，其从模拟转换成数字并且被if处理器38数字下转换以便以每秒744,187.5个复数采样的速率产生基带信号40。

基带信号被基带处理器42接收，基带处理器42应用隔离滤波器44来以每秒186,046.875个复数采样的速率产生数字采样的模拟信号46、以每秒186,046.875个复数采样的速率产生一级上边带和下边带数字信号48、及以每秒372,093.75个复数采样的速率产生全数字二级信号50。模拟解调器52接收数字采样模拟信号46并且产生模拟音频输出54和模拟信号质量度量(asqm)56。下文更详细地描述模拟解调器52的操作和asqm的计算。第一邻近取消操作58被施加至一级上边带和下边带以便最小化来自第一邻近信号的干扰。符号分配器60将传入的数据流对齐并且分配成表示一个ofdm符号的段。全数字二级信号及一级上边带和下边带随后被解调、解交织、及解码(62)，并且随后作为逻辑信道64被传递至用于解多路复用的接收器协议堆栈的层2，如美国专利申请公开no.2009/0079656中所描述的。预获取滤波过程66被施加至一级上边带和下边带以便以每秒46,511.71875个复数采样的速率产生滤波上边带和下边带信号68。获取处理70产生符号定时和频率偏移。dsqm估计72计算数字信号质量度量(例如，使用美国专利no.7,933,368中公开的dsqm算法或下文公开的dsqm-lite算法)。dsqm-lite在线74上输出，其在获取已经建立后被分集控制逻辑76使用。下文更详细地示出和描述预获取滤波和dsqm估计。分集控制逻辑76接收模拟信号质量度量(asqm)和数字信号质量度量(dsqm-lite)，并且产生天线元件分集控制信号30。分集控制逻辑76优选以大致20hz或可能更低的更新速率为家庭或便携式设备接收asqm和dsqm-lite信号。

当接收器用于混合iboc系统时，对于天线分集切换需要模拟信号质量度量(asqm)和数字信号质量度量(dsqm-lite)二者。在本文中描述用于高效asqm和dsqm-lite计算的算法。

为了构建dsqm-lite算法，(美国no.7,933,368专利中的)dsqm算法的计算复杂性已经通过利用信号已经被获取后的符号同步、建立频率跟踪及符号同步的优势而被减小。美国专利no.7,933,368中的dsqm算法为每个符号的所有采样计算相关点，虽然只有循环前缀区内的相关采样是有用的。这样做是因为获取之前每个符号内的循环前缀采样的位置都是未知的。然而，因为在获取后符号的循环前缀区的位置是已知的，所以不需要跨过整个符号来计算相关点。正如此说明中所使用的，符号获取意味着定位并且同步到符号边界。这允许简化的dsqm算法，其只计算符号同步循环前缀区内的滤波相关峰值采样。这个简化的算法是标记dsqm-lite。因为dsqm-lite基于dsqm，所以读者参考dsqm专利no.7,933,368，并且在此只示出计算dsqm-lite的细节。

在一个实例中，dsqm和dsqm-lite算法二者都处理16个符号的组以便产生数字信号质量度量。虽然16个符号已经被确定为足以可靠地增强并且定位相关峰值，但本发明不限于任何特定数量的符号。下文描述的处理包括两个操作：预获取滤波和获取处理。首先，提出高效隔离滤波器结构，包括预获取滤波。

隔离滤波器的高效实施方式和用于最小化采样率的抽取能够降低后续mips要求，并且省电。这些滤波器的一些补充特性的认识在实现高效滤波器设计中是重要的。模拟fm信号和数字边带的输入采样率、带宽、及位置的组合连同四分之一抽取(decimate-by-4)的频率提供一种便利的滤波器结构。

为了防止由于大的第二邻近信道导致的dsqm退化，在获取处理之前对每个一级边带进行滤波。为了降低mips要求，这个滤波器能够被实施为具有46,511.71875hz输出采样率的16分之一抽取滤波器(从744,187.5hz的原始采样率)。在图2中示出的一种实施方式中，每个数字边带都首先被四分之一抽取至186,046.875hz，用于每个边带的标准ofdm解调。虽然图2中未示出，但是可以在每个边带上都执行fac(第一邻近取消、干扰减轻算法)处理。

图2是隔离滤波器44的功能框图。输入信号40从前端电路输入至半四分之一有限脉冲响应(fir)滤波器80。这个“半四分之一”滤波器建立所有过渡带的位置。这组特性允许对具有半带和四分之一带对称性二者的输入滤波器的开发，产生除每个四分之一采样之外的零系数。随后是高效半带希尔伯特变换滤波器86，用于分离上部和下部数字边带，及另一个类似半带滤波器84，用于分离并且减小模拟fm信号的采样率并且用于隔离全数字信号的二级数字边带。在图2中，所有信号都是复数的，并且所有滤波器都是实的，除希尔伯特变换滤波器86之外。半带和四分之一带对称性是滤波器设计者的共同语言。这些对称性导致某些效率优势，并且在此能够以某些独特方式(例如，增加和减去，而非再滤波隔离滤波器中的一些频带)被开发。

图2示出，隔离滤波器能够通过因素3或4来抽取fs＝744,187.5的中心基带采样率。这个中心隔离滤波器用于隔离模拟fm信号。然而，6-db滤波器的带宽在任何一种情况下都为±93khz。侵略性较小的三分之一抽取能够防止刚刚高于93khz的一些小频率分量被混杂回输出端内。然而，仿真结果指示，这个益处在总谐波畸变加噪声(thdn)性能中、甚至在120％过调制条件下都是不显著的。三分之一抽取选项的另一个潜在益处是，由于数字采样探测的差分(而非导数)逼近，fm探测中存在较小畸变。然而，用于fm探测器的演示的(仿真的)畸变补偿可虚拟消除这个损失。因此，为了mips减少，对186khz的四分之一抽取选项似乎是优选的。

于是对于上边带(usb)或下边带(lsb)，数字边带的频率被分别平移±exp(j·π·n/3)。由于采样率混杂(186,046.875-hz转移至dc)和指数频移(31,007.8125hz)，来自原始边带频率的净频率平移为±155,039.0625hz。分别对于每个上边带和下边带上的后续低通滤波，这将使原先中心位于±155,039.0625hz的副载波置于零hz。频移上边带信号x上边带和下边带信号x下部为：

对于半无限流中的第n个采样，

x^上部[n]＝usb[n]·exp{j·n·π/3}

x^下部[n]＝lsb[n]·exp{-j·n·π/3}

随后级联预获取滤波器利用23抽头的fir滤波器通过另一个因素4进行抽取。由hqb定义的整数抽头表示四分之一带滤波器，并且能够缩放2^-15以便产生单位增益通带。表达式hqb表示用于具有四分之一带对称性的fir滤波器的滤波器脉冲响应(滤波器抽头)。在一个实例中：

hqb＝(40,100,130,0,-386,-852,-912,0,2080,4846,7242,8192,7242,4846,2080,0,-912,-852,-386,0,130,100,40)^t.

例如，对于每个边带抽取的滤波器输出采样计算为：

对于半无限流中的第m个采样，

其中y[m]是抽取的滤波器输出，x是抽取滤波器输入，而是hqb是用于具有四分之一带对称性的fir滤波器的滤波器脉冲响应(滤波器抽头)。

dsqm-lite处理从这些边带信号开始。由于在发射器处应用的循环前缀，每个传输符号的前6个和后6个采样(以46.5kcsps的预获取采样率)是高度相关的。dsqm-lite处理通过将任意(或第一个)符号中的每个采样都与128个采样之外的在先(或第二个)符号中的一个采样复共轭相乘来揭示这个相关。当这些乘法的乘积被同步到符号的循环前缀区时，它们形成具有共同相位的6-采样峰值，和反映根升余弦脉冲形状的幅度。为了减小峰值中的噪声，16个连续符号的循环前缀区内采样的对应乘积在彼此顶部“折叠”(即，逐点增加)以便形成6-采样结果。

因为当dsqm-lite用于分集切换时符号边界已经在符号分配器(符号同步器)内建立，所以不需要计算多于一个的峰值，并且相位信息不用于分集切换。只使用零和一之间的dsqm-lite振幅。

下列算法提供为天线分集切换计算数字信号质量度量的计算高效手段。它包括美国专利no.7,933,368中描述的dsqm获取版本的各方面，然而，复杂性减小是因为一旦获取结束就知道符号边界的位置。因此，计算只需要在包含相关峰值的采样上出现。该过程包括预获取滤波和dsqm-lite计算。这个函数只在获取成功后被调用。

最初获取后，能够通过将信号采样处理限制到符号的循环前缀区来实现大幅减小mips。因为符号采样已经通过图1接收器中的符号分配器被帧化，所以它对于选择用于dsqm-lite处理的循环前缀区相对简单。在一个实施例中，6个采样以16分之一抽取的采样率在135-采样符号的每个结尾处被处理。在下文描述的实例中，只有1至6及129至134的采样索引被计算；不需要采样0，因为它应当是同步的以便具有零值。

用于540-采样输入符号的预获取抽取滤波器hqb的中心将在输入采样索引4、8、12、16、20、及24上以及在后面对应位置512采样处(即，在索引516、520、524、528、532、及536处)被对准。最初获取后，现有符号边界外的索引输入采样能够被分配一个零值。通过对输出采样进行重建索引能够实现进一步简化。重建索引是简单地对信号采样进行重新编号(为了方便起见)。

计算并且预储存用于复频移和滤波器系数的矢量。一个实例的预储存复指数是6-元素矢量fshft。上部usb和下部lsb边带信号是循环(模6元素)乘以矢量fshft以便将目标ofdm副载波的中心转移至零hz，如上所述。

相关采样利用6抽头fir滤波器进行加权，6抽头fir滤波器的脉冲响应与峰的形状相匹配。fir滤波器h和h2分别与为6元素矢量u和v计算的峰的形状相匹配。

和对于m＝0,1,...,5

和

dsqm-lite计算包括6个步骤。

步骤1：将用于上边带和下边带的频移符号端点pshf和qshft放置在用于每个符号的矢量内：

其中pshft上部是上边带的频移开始循环前缀，qshft上部是上边带的频移结束循环后缀，pshft下部是下边带的频移开始循环前缀，而qshft下部是下边带的频移结束循环后缀。正如在本说明书中所使用的，“端点”是接近符号边界的采样组。这些组内的单独采样被称为端点采样。

步骤2：这些矢量(pshft上部、qshft上部、pshft下部、qshft下部)利用四分之一带滤波器hqb进行滤波，并且随后被因素4进行抽取。滤波结果是p上部、q上部、p下部、及q下部。

步骤3：“共轭相乘和折叠”操作是对每个上部或下边带的数学描述，方程式如下：

其中u上部[m]是用于上边带的6-采样相关矢量结果，u下部[m]是用于下边带的6-采样相关矢量结果，s是折叠符号索引，而s＝16符号是dsqm-lite块大小。

步骤4：标准化因子v用于将dsqm-lite缩放到0至1的范围：

其中v上部[m]是用于上边带的标准化因子，v下部[m]是用于下边带的标准化因子，s是折叠符号索引，而s符号是dsqm-lite块大小，其在这个实例中为16。

步骤5：用于下部或上边带的质量q值随后被计算为：

其中q上部是用于上边带的质量值(0≤q上部≤1)，而q下部是用于下边带的质量值(0≤q下部≤1)，其中滤波器系数h[m]和h2[m]被预计算(即，被计算并储存在矢量内，如上所定义)。

步骤6：最终，复合dsqm-lite度量被计算出(0<dsqm<1)。

虽然能够在一个边带上执行计算，但是使用两个边带它会更稳健，因为当另一个边带可行时一个边带可能被干扰或频率选择性衰减而出错。这就是为什么能够增加用于每个边带的质量q度量。然而，0.2是为了噪声消除从边带的低值q中被减去的，因为它在那点上无有用的贡献。

图3示出用于多径瑞利衰减中fm混合iboc信号的上边带和下边带的质量q值。线90和92是大约30秒内q上部和q下部值，其中水平轴以由16个ofdm符号组成的测量值采样为单位。曲线示出，频率选择性衰减有差别地影响用于每个数字边带的信号质量(q)。用于信道(此处未示出)中心内模拟fm信号的衰减也与数字边带多少不相关。这就是为模拟fm信号设计的衰减度量(和分集切换算法)为什么不适合于数字信号的另一个原因。重要地是，当iboc信号是全数字的(非混合的)时，fm模拟分集切换算法将不工作。如果模拟信号缺失，则切换作用将过度。

在一方面，本发明包含无线电接收器，包括用于从多个天线中的一个或多个接收信号的输入端，及处理器或处理电路，其执行上述dsqm-lite处理以便产生能够用于从一个或多个天线选择输入信号的数字信号质量度量。出于本说明书的目的，单词“处理器”包含执行本文所述处理步骤的一个或多个信号处理设备或处理电路。

asqm计算

如图1所示，无线电信号的模拟部分被数字采样以便产生多个采样。为来自图2中示出的fm半带滤波器的采样块计算模拟信号质量度量(asqm)值。推荐的块大小应当跨越约1个ofdm符号(约3毫秒)。这个块大小即方便又实用。它方便是因为一些接收器已经处理了以符号率帧化的信号。块大小要大得足够产生合理准确的结果，并且要小得足够在时间跨度内适应平衰减。asqm计算开发fm信号的常数模性质，其中，无信号出错时，每个采样都具有常数振幅。噪声和选择性衰减都造成k个采样的符号跨度内fm信号采样能量的变化。asqm还能够受fm预选滤波器的带宽的影响。asqm基于1个符号跨度内采样的平均(均值(mean))振幅和rms振幅之比率。这个比率升至幂p使得后续随时间对asqm值的平均不偏离标称阈值约0.5。asqm中的最大斜率和拐点与载波噪声密度比(c/no)的对比出现在大约0.5处。这样还提供方便的缩放，类似于用于天线分集算法的其它度量。理想的asqm能够被计算如下：

其中xk是估计块的k^th采样(例如，k元素的一个符号大小矢量)，而k是从0至k-1的采样索引。

因为rms值是符号时间内平均(均值)振幅和振幅标准偏差的和的平方根，所以每采样的平均振幅总是小于或等于它的rms值。这种性质导致asqm值在零和一之间。当asqm＝1时，无信号出错，并且振幅为常数。当只有一个非零采样时asqm＝k^-p/2的最小值出现。一般，对于好的fm信号，fm信号的所有采样都将具有近似常数的振幅(具有相位或频率调制)；否则，它是类噪声的。为了方便起见，理想的asqm计算能够被更改成避免在更实际的使用中的平方根。指数值能够被选择成适应约0.5的期望阈值目标。被更改的实际asqm结果表现类似于理想的。

asqm采样被天线分集切换算法使用。大于约0.5的asqm值一般指示具有接近1的最大信号质量的好信号质量。小于0.5的asqm值表明具有接近0的最低质量的差信号质量。大约0.5的值对于确定分集切换算法中天线切换作用是重要的。

上述asqm计算基于均值的平方与振幅平方信号的平方值的均值的比率。然而，因为振幅是正的并且不能具有零均值，所以asqm不能达到零。指数幂8能够用于抑制更小的asqm值。能够示出，虽然对于理想的未出错的fm信号asqm接近一，但是噪声只(加性高斯白噪声(awgn))产生一半至指数幂8中的一个值。

其中e是期望值，而u和v是高斯(标准)分配随机变量。

对之前asqm表达式的采样调整将范围从零扩展至一，其具有0.5的目标阈值。

估计块内采样数量k已经被选择以便跨越一个符号，所以，在实例采样率(约186ksps)下k＝540。

图4示出标绘为载波噪声比cnr(db_hz)的函数的asqm值。cnr＝70db_hz的值大致是那个点，在这个点处典型fm接收器将从立体声调和至单声道以便改善输出音频信噪比(snr)或信纳比(sinad)。在低cnr处，asqm值接近零，其指示不可行的fm信号。在高cnr处，asqm值接近一。因为预探测带限制(用于干扰减小)和高调制(例如，100％)，所以用于这个曲线图中asqm的上部限制约0.82。这个预探测带限制一般被视为有益于限制数模干扰以及邻近信道干扰，同时维持高sinad。

在另一方面，本发明包含无线电接收器，包括用于从多个天线中的一个或多个接收信号的输入端，及处理器或处理电路，其执行上述asqm处理以便产生asqm信号质量度量，其能够用于从一个或多个天线选择输入信号。

分集控制逻辑

分集控制逻辑使用asqm和dsqm-lite来控制天线元件选择器。具有分集切换的接收器100的功能框图在图5中示出。如图1的实施例中那样，接收器100包括多个天线元件12、14、及16并且采用天线元件分集，以及自适应阻抗匹配功能。在一个实施例中，天线元件12能够是并入耳塞线的天线；天线元件14能够是环形天线；而元件16表示一个或多个附加、可选的天线。在rf/if处理器18内，第一天线匹配电路20动态地将天线元件12的阻抗与接收器相匹配，第二天线匹配电路22动态地将天线元件14的阻抗与接收器相匹配，而可选的附加天线匹配电路24能够用于动态地将任何附加天线元件的阻抗与接收器相匹配。虽然天线匹配功能性在图5中被示出为rf/if处理器的一部分时，但是这个功能性可以在诸如rf前端的接收器设备的其它离散组件中得以实施。天线元件选择器28基于天线元件分集控制信号30从天线元件之一选择信号，并且将此信号作为rf输入32传递至rf调谐器34。可选地是，天线元件选择器能够传递在不同天线元件上接收到的信号的和或差。rf调谐器产生if信号36，其从模拟转换成数字并且被if处理器38数字下转换以便以每秒744,187.5个复数采样的速率产生基带信号40。

基带信号被基带处理器102接收。当基带处理器执行许多功能时，只有与本说明书有关的那些功能被示出。在图5中，基带处理器被示出为包括模拟信号质量估计104、数字信号质量估计106、及接收到的信号强度指示估计108。这些估计被aim/分集控制逻辑110处理以便产生天线元件分集控制信号和(可选的)自适应阻抗匹配控制信号。

图6是具有切换分集的典型fm接收器120的简化框图。分集切换模块122用于将多个天线元件124、126及128的至少其中一个耦接至接收器130。分集切换模块包括开关132，其受控于切换控制134。线136上的分集控制信号被提供至放大器138和阈值估计器140以便对切换控制进行控制。图6中的幻像直流电源是被施加(多路复用)至用于携载信号的相同同轴线上的直流电源。直流电源用于远端切换模块。

图6突出用于汽车应用中分集的主要组件。分集切换模块通常位于后窗的基部，并且嵌入后窗的线用作天线元件。这个模块在两个或多个天线元件当中切换。模块经由同轴电缆被连接至汽车无线电接收器。同轴电缆将rf信号从选定的天线元件携载至无线电接收器，以及将直流电源从接收器提供至分集模块，及将通常是10.7mhz的fmif信号的一个控制信号从接收器提供至模块。这些信号通常使用适当的滤波器在相同同轴电缆上被多路复用。分集切换模块中的分集算法监测来自接收器的if信号，并且当信号故障时切换至下一个天线元件以便满足质量阈值。

图7是具有切换分集的fmiboc接收器150的简化框图，如将用于汽车应用中的分集那样。分集切换模块152用于将多个天线元件154、156及158的至少其中一个耦接至接收器160。分集切换模块包括开关162，用于将至少一个天线元件耦接至接收器。接收器产生信号质量度量164，用于分集算法166以便在线168上产生切换控制信号。响应于切换控制信号，远端切换模块中的切换控制170操作切换。

虽然图7中的功能框图类似于传统的切换分集系统，但是分集控制算法现在在接收器基带处理器中的软件内得以实施，并且分集切换模块是较简单的切换。接收器中的度量是asqm和dsqm-lite，如上所述。分集算法是新的，如本文所述。切换控制不再如传统分集系统中那样是fmif信号。然而，切换控制信号仍是if频率的调制控制信号，或发信号至远端切换模块以便切换至下一个天线元件的任何其它方便手段。

图8示出fmiboc分集系统180的可选实施方式。分集切换模块182用于将多个天线元件184、186及188的至少其中一个耦接至接收器190。分集切换模块包括开关192，用于将至少一个天线元件耦接至接收器。接收器产生模拟和数字质量度量194，用于分集算法196以便控制用作线200上切换控制信号的合成fmif信号198。响应于切换控制信号，切换电路202控制切换。

图8使用之前存在的切换模块，如用于传统fm分集系统那样。然而，不是将fmif信号返回至切换模块，而是它合成它自己的“代理分集控制信号”以便控制切换作用。这个代理分集控制信号是合成fmif信号，其被产生以便传达之前存在的分集切换模块内分集算法所需要的切换作用。例如，当不期望切换时，简单的代理发信号协议将产生干净的、未经调制的fmif载波；或当需要切换时，产生类噪声fmif信号。这个代理解决方案的优势是，能够使用现有的分集切换模块，只要它们与能够处理本文描述的数字信号质量度量的新接收器(即，fmiboc接收器)配对。

如图8所示，多个分集天线元件容纳调谐器的rf输入端前面的多触点开关。还能够为每个天线元件包括单独的天线匹配电路。能够由基带处理器内的算法提供分集控制。这些算法依靠模拟和数字信号质量度量、asqm及dsqm-lite。

dsqm-lite是数字信号质量的测量，并且在一个实施例中在16个ofdm符号的块上被计算(约每秒21次)。dsqm-lite的输出值是零和1之间的一个数字，其中1指示完美的数字(音频)信号质量，而零指示无有用信号存在。值0.5是大致阈值，在这种情况下数字信号对于音频输出是可解码的和有用的。当输出从数字信号中获得的音频时，分集切换算法试图最大化dsqm-lite值。

asqm是模拟信号质量的测量，并且以fm符号率(约344hz)被计算。在数个符号上聚合(平均)asqm值以便提供更精确、但更慢的度量也是可能的。例如，如果asqm值在16个块内被平均，则分集算法将以相同速率对模拟和数字度量都进行采样。asqm的输出值是零和1之间的一个数字，其中1指示完美的模拟(音频)信号质量，而零指示无有用信号存在。值0.5是大约阈值，在这种情况下将出现立体声和单声道音频输出之间的调和。当输出从fm模拟信号中获得的音频时，分集切换算法试图最大化asqm值。

在一个实例中，接收器使用盲分集切换。盲分集切换算法的目的是为了依据音频输出是从模拟信号还是从数字信号中获得而最大化asqm或dsqm-lite的值。天线切换在特定元件单元上停留直到它不能通过自适应阈值。当这种情况出现时，它盲切换至模序列中的可选天线元件。在当前选定元件上执行阈值测试并做出切换决定。阈值(或停留时间)是自适应的以便防止过度切换，以及防止在具有劣质信号的元件上过度的停留时间。

用于模拟fm信号的简单分集算法在下文中呈现。当现有元件(ne)上的信号质量度量sqm(asqm或dsqm-lite，哪个是适合的取决于接收器正在接收fm模拟信号还是数字信号)降至阈值以下时，随后切换至下一个天线元件，以元件的数量为模。

简单分集算法使用固定的sqm阈值，其对应于性能(音频snr或数字比特误码率，ber)的某可接受水平。这个阈值可以或可以不高于模拟立体声阈值，要理解fm立体声接收使音频snr退化约22db。如果现有天线元件上的信号降至此阈值以下，则另一个元件被选定。切换序列继续直到用于元件的sqm超过该阈值。如果这个阈值被设置得太低，则切换能停留在具有差音频质量的信号上，即使另一个元件具有非常好的信号。反之，如果该阈值被设置得太高，并且没有元件超过该阈值，则切换将继续从一个元件切换至另一个元件，即使有仅仅低于该阈值的可用信号。过度切换是不期望的，因为它将噪声引入音频路径，并且一些分集切换技术在切换事件后非常简短地使音频信号静音。数字解调器中的相干跟踪受切换瞬变的不利影响，通常在切换瞬间产生随机相位跳跃。这些跳跃导致较高的比特解码错误，其使数字信号退化。当然，为了避免衰落信号或为了发现更好的信号，切换是非常必要的。所以，在频繁切换(造成噪声(模拟)和比特错误(数字))和不频繁切换(停留在劣质信号上)之间存在折中。阈值能够自适应地平衡分集切换的目标。下面描述对简单分集算法的更改，其能够借助于自适应停留时间来实现。

在上述算法中，“选择下一个天线元件”连接模序列中的下一个天线元件。分集算法的输出是切换至下一个天线元件数字ne的指示。随后ne能够从软件输出至硬件天线切换以便指示要选择哪个元件。同样，算法能够简单地告诉硬件切换至增加到下一个天线元件(模ne)并且实际模增加操作能够在切换硬件中被做到。dwell变量与256倍diffmin进行比较以便确认是否切换天线元件。当diffmin较小时，切换前需要的dwell时间较小。并且，停留作为sqm(参见算法的最后一条线)函数自适应地增加。当信号质量较低时，这样具有加速增加dwell时间的效应，当信号质量较差时，有效地进行切换动作更加紧急。因此，当前选定元件和其它元件之间sqm内的较小差异、和当前选定元件上的低sqm都加快切换至新元件。并且，如果当前选定元件的sqm小于任何其它元件，则算法将选择新元件。

上述自适应停留分集算法定义新变量dwell和新矢量变量diff。这些变量允许有效阈值增加至高于停留时间的信号质量。diff变量是矢量，其测量选定天线元件和所有其它天线元件之间sqm的差异。变量diffmin是现有天线元件的sqm超过最高的其它元件的sqm的量。策略是，这个差异(diffmin)越小，则算会想要越快(更紧急)地检查可选天线元件。反之，如果diffmin大，则检查潜在更好的天线元件并不紧急。根据基于更好天线元件可用的概率的对“紧急”的理解，这个差异用于缩放停留时间。当然，如果选定的天线元件sqm不超过最小阈值threshmin(例如，threshmin＝0.3)，其指示出信号不可行，则算法将切换至下一个天线元件。

在一个可选实施例中，分集算法逻辑随后确定促成最好天线元件的切换序列。例如，一个特定天线元件一般可以提供比其它元件或组合更好的信号，虽然偶尔可选元件或组合是优选的。在这种情况下，算法将获知更好的元件，并且倾向于比其不完全盲切换序列中的其它选项更频繁地促成这个元件。以这种方式，避免由于不太可能的组合而导致的过度切换，并且切换序列能够适于基于状态和梯度的最近历史而改变条件。

在另一个方面，本发明包含一种方法，包括：接收多个天线元件上的无线电信号，其中无线电信号包括模拟调制部分和数字调制部分；为接收到的无线电信号的模拟调制部分计算模拟信号质量度量；为接收到的无线电信号的数字调制部分计算数字信号质量度量；并且使用模拟信号质量度量或数字信号质量度量来选择要连接至接收器输入端的一个或多个天线元件，其中用于基于模拟信号质量度量来选择天线元件的反应时间短于用于基于数字信号质量度量来选择天线元件的反应时间。模拟和数字信号质量度量能够如本文所描述的被计算出。

在另一个方面，本发明包含一种装置，包括：多个天线元件，用于接收无线电信号，其中无线电信号包括模拟调制部分和数字调制部分；开关，用于将一个或多个天线元件连接至接收器的输入端；及处理器，用于为接收到的无线电信号的模拟调制部分计算模拟信号质量度量，为接收到的无线电信号的数字调制部分计算数字信号质量度量，并且使用模拟信号质量度量或数字信号质量度量来产生用于选择要连接至接收器输入端的一个或多个天线元件的切换控制信号；其中用于基于模拟信号质量度量来选择天线元件的反应时间短于用于基于数字信号质量度量来选择天线元件的反应时间。使用处理器能够计算出模拟和数字信号质量度量，如本文所描述的。

上述fmhd无线电调谐器包括多个天线元件和多触点开关以便选择一个或多个天线元件。天线切换控制被提供用于控制分集元件切换位置，如分集算法所确定的。切换控制使用分集切换算法，其能够实施在基带处理器固件内或在主机控制器内。

典型便携式接收器天线元件包括耳塞线天线，及一个或多个内部环形或芯片天线。多个元件应当是正交定向的，并且位于受emi影响最小的接收器区域内。一些分集天线结构(汽车的)使用元件的组合来提供更多分集位置。天线切换能够在调谐器芯片外部或驻留在调谐器芯片内、低噪声放大器的前面。dsqm-lite和asqm算法能够实施在基带处理器固件内。

虽然已经在本发明优选实施例方面描述本发明，但是本领域技术人员将理解，可以对本公开的实施例做出不同更改而不背离本发明的范围，如权利要求书所述的。