一种基于虚部干扰利用的信道估计方法与流程

本发明属于多输入多输出多载波通信领域，更具体地，涉及一种滤波器组多载波系统信道估计方法。

背景技术：

近年来，基于交错正交幅度调制的滤波器组多载波(filterbankmulticarrierwithoffsetquadratureamplitudemodulation，oqam/fbmc)技术的研究引起了人们的极大关注。相较于正交频分复用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)技术，oqam/fbmc采用频谱旁瓣非常低的原型滤波器，其频谱利用率更高，且可以更加有效地使用碎片频谱。

多输入多输出(multiple-inputmultiple-output，mimo)技术可以在不需要增加带宽或总发送功率耗损的情况下，大幅地增加系统的数据吞吐量及传送距离。oqam/fbmc与mimo技术的结合有望进一步提升系统频谱效率和链路可靠性，其在未来无线通信的应用前景已经受到重视。但在mimo-oqam/fbmc系统中进行信道估计时，需要同时考虑导频固有虚部干扰和天线间导频的干扰，这使得系统的信道估计变得更为复杂。

目前，e.kofidis的文章(e.kofidisandd.katselis,“preamble-basedchannelestimationinmimo-ofdm/oqamsystems,”inieeeint.conf.signalimageprocess.appl.(icsipa),kualalumpur,nov.2011)提出了一种多天线oqam/fbmc系统的信道估计方案，主要将单天线下的干扰近似法iam导频直接应用于多天线，对不同的导频列分别插入1或-1以此来保证天线间的正交性，同时在导频列之间插入零保护间隔，但是该方案存在信道估计性能欠佳的缺陷，未能充分利用导频之间零保护间隔处的虚部干扰。

因此，需要开发一种新型的信道估计方法，以解决现有技术的缺陷。

技术实现要素：

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供一种多天线滤波器组多载波系统的基于虚部干扰利用的信道估计方法，其解决了信道估计性能欠佳的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种基于虚部干扰利用的信道估计方法，包括：

(1)发送和接收数据步骤，具体为，将包含导频及零保护间隔的块状导频插入到每根天线所要发送的数据帧前面，并按照oqam/fbmc调制方式进行发送和接收；

(2)计算伪导频步骤，具体为，根据不同时频点上符号对导频和零符号的干扰系数不同，分别计算导频和零符号所受到的虚部干扰，叠加原导频符号及其受到的虚部干扰，计算获得伪导频；

(3)设计最优线性合并因子步骤，具体为，对导频和零符号位置处的伪导频进行线性合并，并以最小化信道估计均方误差为原则，设计获得最优线性合并因子；

(4)信道估计步骤，具体为，将零符号处的解调符号乘以最优线性合并因子，获得的结果叠加到导频的解调符号上，并根据导频和零符号位置处的伪导频进行线性合并后的合并导频进行信道估计，得到实际信道的估计值。

可选地，所述步骤(1)中所发送的块状导频为基于干扰近似法的iam全导频序列，包括iam-r、iam-i和iam-c序列，不同天线间则通过对iam全导频序列乘以1或-1来保证天线间的正交性。所述步骤(1)中第p根天线上第k个时刻的发送信号为

其中，m表示子载波个数，是该天线上第m个子载波上发送的第n号实数符号，g[k]为原型滤波器函数，j为虚数单位，z表示整数集合。

可选地，所述步骤(3)包括：当发送端采用iam-c全导频序列时，所设计的最优线性合并因子为

其中，γ，β＞0分别表示相邻时刻和相邻子载波符号对导频符号所产生的虚部干扰系数，j为虚数单位。

可选地，所述步骤(4)包括：结合采用最小二乘估计器估计得到的信道估计值如下：

其中，表示对信道频率响应矩阵hm的估计值，

定义

其中，表示从第p根发送天线到第q根接收天线间子载波索引为m的信道频率响应，q表示接收天线数。

最小二乘估计式中，表示所有接收天线上(m，n)时频点的解调符号组成的列向量，表示所有发送天线上(m，n)时频点的伪导频组成的列向量。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，由于接收端不同时频点上的加性噪声相互独立，对导频和零保护间隔处的解调符号的线性合并抑制了噪声的影响，获得了伪导频功率的增大和信道估计性能的增强。因此本发明方法解决了多天线滤波器组多载波系统信道估计性能欠佳的问题。同时，该方法不改变导频和收发机结构，且不需要额外的导频开销和复杂度。

附图说明

图1是两根发送天线上的数据和iam-c导频序列。

图2是仿真本发明方法与iam-c方法的信道估计性能对比。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

实施例：

本发明的实施例，包括发送和接收数据步骤、计算伪导频步骤、设计最优线性合并因子步骤、信道估计步骤，具体如下：

(1)发送和接收数据步骤：将包含导频及零保护间隔的iam导频序列插入到每根天线所要发送的数据帧前面。干扰近似法iam是多天线oqam/fbmc系统一种经典的基于块状导频的信道估计方法，该方法操作简单、复杂度较低，并且可以获得很好的信道估计性能。简单来说，iam信道估计方法将导频符号上的固有isi/ici干扰当成已知值，并利用发送导频符号及其受到的固有干扰的和(即伪导频)来估计信道。

iam首先在单天线下被提出来，其变体之一iam-c已被证明具有最优的信道估计性能。多天线时的iam方法直接从单天线中拓展出来。在mimo-fbmc/oqam系统中，当发送天线为p时，每根天线上都重复单天线iam导频序列p次，并且乘以相应的正/负符号以保证不同天线间的正交性。导频之间插入零保护间隔以防止导频之间的干扰。以p＝2时为例，每根天线上使用iam-c导频结构，其2根发送天线上的相应导频序列如图1所示，图中的横向和纵向分别表示时间和频率轴。

经过oqam/fbmc调制后，第p根天线上第k个时刻的发送信号为

其中，m表示子载波个数，是该天线上第m个子载波上发送的第n号实数符号，g[k]为原型滤波器函数，j为虚数单位，z表示整数集合。

经过信道和oqam/fbmc解调后，各天线接收端的解调符号为

ym＝hmxm+ηm

其中，表示所有q根接收天线上子载波索引为m的解调符号组成的矩阵，n为数据帧大小，表示所有2根发送天线上子载波索引为m的伪导频(即发送符号am,n和其受到的固有isi/ici干扰的和)，ηm表示接收天线相应时频点上的加性噪声矩阵，hm是信道频率响应矩阵，可以表示为

其中，表示从第p根发送天线到第q根接收天线间子载波索引为m的信道频率响应。

(2)根据不同时频点上符号对导频和零符号的干扰系数不同，分别计算n＝1,3时刻导频列和n＝2时刻零符号列所受到的虚部干扰，叠加原导频符号及其受到的虚部干扰即称为伪导频。导频受到的虚部干扰等于导频周围的符号乘以一个固有干扰系数，而固有干扰系数只跟系统使用的滤波器相关，可以认为是已知的常数。并且，当系统采用时频聚焦性良好的滤波器时，可以假设导频受到的固有干扰主要来自于一阶相邻频时点。因此，当采用iam信道估计方法时，由于插入了n＝4时刻零保护间隔列，n＝1,3时刻导频列和n＝2时刻零符号列处的伪导频大小便可以在接收端直接计算出来。

(3)对导频和零符号位置处的伪导频进行线性合并，并以最小化信道估计均方误差为原则，设计最优线性合并因子，也即使得合成后的伪导频功率与噪声功率的比值最大。当采用iam-c导频序列时，设计最优线性合并因子为

其中，γ，β＞0分别表示相邻时刻和相邻子载波符号对导频符号所产生的虚部干扰系数，其大小取决于系统所使用的滤波器。j为虚数单位。

(4)将n＝2时刻的解调符号ym,2乘以所设计的线性合并因子，叠加到导频的解调符号ym,1和ym,3上，并采用最小二乘估计器得到信道估计值

表示所有q根接收天线上(m，n)时频点的解调符号组成的列向量，表示所有2根发送天线上(m，n)时频点的伪导频。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。