一种用于星载测控设备的通道信号处理方法与流程

本发明涉及卫星测控领域，尤其涉及一种用于星载测控设备的通道信号处理方法。

背景技术：

星载测控设备是指装载在卫星上用于完成星地测控、测距、测速等功能的设备，对于卫星在轨飞行有重要作用。

设备中的通道信号处理主要是完成低频信号与射频信号之间的转换，在现有技术中存在对通道增益调控不灵活、滤波设置不合理、时钟信号不同源等方面的问题。

技术实现要素：

本发明主要解决的技术问题是提供一种用于星载测控设备的通道信号处理方法，解决现有技术中对通道增益调控不灵活、滤波设置不合理、时钟信号不同源等方面的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种用于星载测控设备的通道信号处理方法，包括上行通道信号处理、下行通道信号处理和时钟信号处理；在所述上行通道信号处理中，首先对接收的上行射频信号进行低噪声放大，然后经过上行第一次混频把所述上行射频信号下变频为上行中频信号，对所述上行中频信号进行上行中频滤波后，经过上行第二次混频把所述上行中频信号下变频为上行低频信号，然后再进行上行基带滤波和自动增益控制后输出所述上行低频信号；在所述下行通道信号处理中，首先对来自数字基带电路的下行低频信号经过下行第一次混频把所述下行低频信号上变频为下行中频信号，对所述下行中频信号进行下行中频滤波后，再经过下行第二次混频把所述下行中频信号上变频为下行射频信号，然后进行下行射频滤波和下行射频放大后输出所述下行射频信号；在所述时钟信号处理中，首先由晶振信号源产生单一频率的振荡信号进行放大，然后再输入到时钟发生器中产生输出三路时钟信号，其中，第一路时钟信号用于所述上行通道信号处理中，将所述第一路时钟信号分别变换为射频本振信号和中频本振信号，所述射频本振信号用于上行第一次混频，所述中频本振信号用于上行第二次混频；第二路时钟信号用于所述下行通道信号处理中，将所述第二路时钟信号分别变换为第一本振信号和第二本振信号，所述第一本振信号用于下行第一次混频，所述第二本振信号用于下行第二次混频；第三路时钟信号输入所述数字基带电路。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，在所述上行通道信号处理中还包括在对所述上行射频信号进行低噪声放大之前先进行上行第一级射频滤波，在对所述上行射频信号进行低噪声放大之后进行上行第二级射频滤波，以及在所述第二级射频滤波与上行第一次混频之间还对所述上行射频信号进行第二级射频增益放大，以及在所述上行中频滤波与所述上行第二次混频之间还对所述上行中频信号进行上行中频放大。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，在所述下行通道信号处理中，所述下行射频滤波和下行射频放大包括下行第一级射频滤波、下行第一级射频增益放大、下行第二级射频滤波、下行第二级射频增益放大、下行第三级射频功率放大和下行第三级射频滤波。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，在所述下行通道信号处理中，在所述下行第二级射频滤波与所述下行第二级射频增益放大之间还对所述下行射频信号进行温补衰减处理；在所述下行第一次混频与下行中频滤波之间，以及在所述下行中频滤波与所述下行第二次混频之间，对所述下行中频信号进行匹配衰减调控处理；在所述下行第二次混频与所述下行第一级射频滤波之间，在所述下行第一级射频增益放大与所述下行第二级射频滤波之间，以及在所述下行第二级射频滤波与所述下行第二级射频增益放大之间，对所述下行射频信号进行匹配衰减调控处理。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，所述第三路时钟信号为频率80mhz的方波信号，所述第一时钟信号和所述第二时钟信号为频率4f0的正弦波信号，所述上行通道信号处理中的射频本振信号频率为133f0，中频本振信号频率为87f0，所述下行通道信号处理中的第一本振信号频率为13f0，第二本振信号频率为225f0，f0为基频。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，所述上行射频信号的频率为221f0，所述上行中频信号的频率是88f0，所述上行低频信号的频率是f0。

在本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法的另一实施例中，所述下行低频信号的频率为2f0，所述下行中频信号的频率是15f0，所述下行射频信号的频率是240f0。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种用于星载测控设备的通道信号处理方法，包括上行通道信号处理、下行通道信号处理和时钟信号处理；在上行通道信号处理中，对上行射频信号进行低噪声放大，两次下变频为上行低频信号输出，在下行通道信号处理中，对下行低频信号进行两次上变频为下行射频信号，再进行下行射频滤波和下行射频放大后输出，在时钟信号处理中为上行通道信号处理提供射频本振信号和中频本振信号，为下行通道信号处理提供第一本振信号和第二本振信号。该通道信号处理方法，在满足通道增益方面具有可调控性，采用同源设计提高了频率配置的灵活性。

附图说明

图1是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例的组成框图；

图2是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行第一级射频滤波器和低噪声放大器电路图；

图3是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行第二级射频滤波器和上行第二级射频增益放大器电路图；

图4是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行第一混频器电路图；

图5是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行中频滤波器和上行中频放大器电路图；

图6是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行第二混频器电路图；

图7是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行通道电路组成框图；

图8是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的上行通道电路印制板布设图；

图9是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的钟电路原理图；

图10是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行第一混频器和下行中频滤波器电路图；

图11是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行第二混频器电路图；

图12是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行第一级射频滤波器和下行第一级射频增益放大器电路图；

图13是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行第二级射频滤波器和温补衰减器电路图；

图14是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行第二级射频增益放大器、下行第三级射频功率放大器和下行第三级射频滤波器电路图；

图15是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行通道电路组成框图；

图16是根据用于星载测控设备的射频通道电路一实施例中的下行通道电路印制板布设图；

图17是根据本发明用于星载测控设备的通道信号处理方法一实施例的流程图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

图1显示了用于星载测控设备的射频通道电路一实施例的组成框图。在图1中，该射频通道电路包括上行通道电路和下行通道电路，以及同时为所述上行通道电路和下行通道电路提供时钟信号的时钟电路。所述上行通道电路包括低噪声放大器10b、上行第一混频器11b和上行第二混频器12b，以及在所述上行第一混频器11b和上行第二混频器12b之间设置有上行中频滤波器13b，所述上行第二混频器12b之后还设置有上行基带滤波器14b和自动增益控制器15b，然后与数字基带电路10a电连接；所述低噪声放大器10b接收上行射频信号进行低噪声放大，再经过所述上行第一混频器11b进行第一次下变频得到上行中频信号，再由所述上行中频滤波器13b对所述上行中频信号滤波，经过所述上行第二混频器12b进行第二次下变频得到上行低频信号，然后再由所述上行基带滤波器14b进行滤波和自动增益控制器15b进行自动增益调控后输出所述上行低频信号；所述上行第一混频器11b和上行第二混频器12b由上行通道本振电路16b分别产生的射频本振信号和中频本振信号进行混频；

所述下行通道电路包括下行第一混频器11a和下行第二混频器12a，以及在所述下行第一混频器11a和下行第二混频器12a之间设置有下行中频滤波器13a，所述下行第二混频器12a之后还设置有下行射频滤波器14a和下行射频放大器15a；由数字基带电路10a产生输出的下行低频信号经过所述下行第一混频器11a进行第一次上变频得到下行中频信号，再由所述下行中频滤波器13a对所述下行中频信号滤波，经过所述下行第二混频器12a进行第二次上变频得到下行射频信号，然后再由所述下行射频滤波器14a滤波和下行射频放大器15a放大后输出所述下行射频信号；所述下行第一混频器11a和下行第二混频器12a由下行通道本振电路16a分别产生的第一本振信号和第二本振信号进行混频；

所述时钟电路包括晶振信号源10c、参考源放大器11c和时钟发生器12c，所述晶振信号源10c产生单一频率的振荡信号输入到所述参考源放大器11c进行放大，然后再输入到所述时钟发生器12c中产生输出三路时钟信号，其中第一路时钟信号输入到上行通道本振电路16b，第二路时钟信号输入到下行通道本振电路16a，第三路时钟信号输入到数字基带电路10a。可以看出这些时钟信号及本振信号均是源于晶振信号源10c，具有统一的参考源，有利于统一参考时钟，减少多个时钟带来的时钟偏差。

优选的，如图2所示，所述低噪声放大器10b包括芯片tqp3m9037，该放大器芯片在2ghz处噪声系数为0.6，增益19db，输出1db压缩点功率为16dbm，使用3.3v供电，电流44ma。优选的，在芯片tqp3m9037之前先进行滤波，来自地面的上行射频信号被天线接收以后，经过介质滤波器cmf43c2031c03a进行滤波，该滤波器称之为上行第一级射频滤波器。该芯片只有三个引脚，体积小，并且属于无源滤波，功耗小。该滤波器属于阻塞滤波器，以对发射机从天线耦合接收通道的强信号进行滤波，防止接收机饱和。然后经过由电容c27、c116和电感l38组成的匹配网络，该匹配网络是由电容c27和c116串联而成，电感l38的一端接入电容c27和c116电连接处，另一端则接地。这种结构的匹配网络还可以替换为电阻组成匹配衰减网络，用于调控通道增益。电容c116的另一端作为该匹配网络的输出端与芯片tqp3m9037的射频输入端rfi电连接，芯片tqp3m9037的射频输出端rfo则电连接电容c117，进一步由电容c117向后一级输出经过低噪声放大的射频信号。另外，芯片tqp3m9037的射频输出端rfo还通过电源滤波网络接入到+3.3v直流电压，电源滤波网有利于滤除电源带来的电源波动干扰，以及串扰的其他干扰信号，提高通道电路的电磁兼容性，该电源滤波网络包括电容c114、c115和电感l37，其中电容c114、c115和电感l37共同接入到+3.3v直流电压，电容c114、c115的另一端均接地，电感l37的另一端则接芯片tqp3m9037的射频输出端rfo。

进一步的，如图3所示，图2中芯片tqp3m9037的射频输出端rfo电连接电容c117后又进一步接入到图3中u2介质滤波器cmf43c2031c03a的输入端。该滤波器称之为上行第二级射频滤波器，主要是对镜像分量进行抑制，同时可以对发射泄露的信号进行进一步滤波。经过滤波后其输出端电连接电容c148接入到芯片ecg001f-g的输入in端，该芯片属于对上行射频信号的增益放大器，即在所述上行第二级射频滤波器与所述上行第一混频器之间还设置有上行第二级射频增益放大器。该芯片工作频段为dc～6ghz，增益20db@2ghz,噪声系数3.4db，输出1db压缩点功率+12.5dbm。+3.4v供电，电流30ma。因此对输入的信号进行20db的增益放大，芯片ecg001f-g的输出out端电连接电容c23，同时，该输出out端也通过由电感l52、c150、c151组成的电源滤波网络，以及分压电阻r3而接入直流+5v电压，该电源滤波网有利于滤除电源带来的电源波动干扰，以及串扰的其他干扰信号，提高通道电路的电磁兼容性，而在该输出out端的直流电压为3.4v。

进一步的，如图4所示，图3中芯片ecg001f-g的输出out端电连接电容c23后接入到由电容c37、c38和电感l14组成的匹配网络，电容c37、c38串联，电感l14的一端接入电容c37和c38串接处，另一端则接地，电容c38的另一端接入到芯片max2681的射频输入端rfin。该芯片的本振端lo则通过耦合电容c34接入射频本振信号dlo_rf。上行射频信号与射频本振信号经过该芯片max2681混频以后由该芯片的ifout端输出上行中频信号。还可以看出，该芯片max2681的电源端vcc通过由电容c35、c36和电感l27组成的电源滤波网络接入+3.3v直流电源。该电源滤波网有利于滤除电源带来的电源波动干扰，以及串扰的其他干扰信号，提高通道电路的电磁兼容性。该芯片max2681的/shdn端与电源端vcc电连接。该芯片max2681的ifout端还通过电感l13与电源端vcc电连接，并且还通过电容c39进一步与后一级电路连接。该芯片max2681的rfin端和lo端的工作频率400mhz～2500mhz，ifout端的工作频率10mhz～500mhz，其变频增益约为8db，输入三阶截点1dbm，噪声系数12.7db，2.7v～5.5v供电，电流8.7ma。

进一步的，如图5所示，图4中芯片max2681的ifout端通过电容c39与图5中电容c40电连接，然后接入到声表滤波器芯片ta0424a的输入端，该芯片为无源滤波，用于抑制混频器芯片max2681产生的杂散，也称之为上行中频滤波器。芯片ta0424a的输出端又经耦合电容c4与放大器芯片ecg001f-g的输入in端电连接，该芯片对下变频后的上行中频信号进行增益放大，因此，在所述上行中频滤波器与所述上行第二混频器之间设置有上行中频放大器。该芯片的工作频段为dc～6ghz，增益20db@2ghz,噪声系数3.4db，输出1db压缩点功率+12.5dbm。+3.4v供电，电流30ma。因此对输入的信号进行20db的增益放大，芯片ecg001f-g的输出out端电连接电容c1而与后一级电路连接，同时，该输出out端也通过由电感l1、c32、c61组成的电源滤波网络，电源滤波网有利于滤除电源带来的电源波动干扰，以及串扰的其他干扰信号，提高通道电路的电磁兼容性，以及分压电阻r2而接入直流+5v电压，而在该输出out端的直流电压为3.4v。

进一步的，如图6所示，图5中芯片ecg001f-g的输出out端电连接电容c1后，与图6中的电阻r20和电容c48电连接，然后通过电容c48耦合输入到正交解调器芯片ad8347的rfip端，该芯片ad8347集成了上行中频混频及上行中频放大器、agc等功能，其中频频率带宽0.8ghz-2.7ghz，中频带宽最大可到65mhz，2.7～5.5v供电，电流64ma。由图8还可以看出中频本振信号dlo_if经过电容c63、c64和电阻r25组成的滤波网络后，输入到该芯片ad8347的loip端和loin端，用于进一步与rfip端输入的上行中频信号进行下变频混频。该芯片的qopp端和qopn端分别通过电容c159和c160输出经过经过下变频后两路基带信号if-out和if+out。

另外，在图6中，该芯片的vref端还通过电阻r17与vdt2端电连接，以及与qain端电连接，而在qmxo端则通过电容c52接入到外围滤波网络w1的一端，该外围滤波网络w1的另一端则接入到该芯片的qain端，以及通过电阻r22接入到vdt1端。另外，这里的vagc端电连接电阻r18后与vgin端电连接，这种电连接方式使得该芯片工作在增益控制模式状态，可随外部控制电压而改变增益的大小，而vgin又进一步电连接电阻r29后接受外部增益控制电压。

对于整个上行通道电路而言还需要考虑通道增益要能够满足对信号电平的要求，同时还要兼顾增益放大会对元器件的非线性影响，因此，在整个上行通道电路中还重点对射频部分进行了多级滤波和多级放大，并且还设置了用于调整整个通道增益的衰减网络。优选的，在图1所示实施例的基础上，如图7所示，输入的射频信号的频率为221f0，信号的功率电平为-105dbm～-52dbm，经过介质滤波器cmf43c2031c03a后有-1db的损耗，用于调控的匹配衰减器s1b可以根据需要来进行设置，由图2可知该匹配衰减器s1b是由电容c27、c116和电感l38组成的匹配网络，在保持电路结构不变的情况下，可以将电容c27、c116和电感l38用电阻来替换，这样构成的是匹配衰减网络，用于调控整个通道的增益。并且这种替换只需更换将电容、电感用电阻替换，这些电容、电感和电阻采用相同的贴片封装结构，不会对pcb电路板有结构上的特殊需要，同时增强了调整通道增益的灵活性。低噪声放大器10b包括芯片tqp3m9037，该放大器芯片提供增益19db，对应的射频信号的功率电平为-88dbm～-34dbm。

进一步经过上行射频滤波器l2b，即对应图3中的介质滤波器cmf43c2031c03a，有-1db的损耗，然后再经过射频增益放大器d1b，对应图3中的芯片ecg001f-g，有20db的射频增益。用于调控的匹配衰减器s2b可以根据需要来进行设置，由图4可知该匹配衰减器s2是由电容c37、c38和电感l14组成的匹配网络，同样该匹配网络可以在电路结构不变的情况下，可以将电容c37、c38和电感l14用电阻来替换，也用于调控整个通道的增益。上行第一混频器11b对应芯片max2681，该芯片有5db的增益，上行中频滤波器13b对应声表滤波器芯片ta0424a，该芯片有-5db的衰减，然后再经过射频放大器d2b，对应增益放大器芯片ecg001f-g有20db的射频增益。这样在进入上行第二混频器12b之前，信号的功率电平变化量是-1+20+5-5+20＝39db的增益，因此对应的信号的功率电平范围是-49dbm～5dbm。上行第二混频器12b对应芯片ad8347，该芯片集成了agc的功能，能够将输入的信号电平控制在-5dbm的恒定功率值。

另外，从频率变换的角度而言，上行通道电路采用了整数倍的变频方案，即所述射频信号、中频信号、基带信号，以及射频本振信号和中频本振信号均为基频的整数倍，这里基频用f0来表示。从图7可以看出上行射频信号的频率为221f0，上行本振电路对输入的参考频率4f0进行倍频后输出两路本振信号，即射频本振信号和中频本振信号，其中射频本振信号对应的频率为133f0，中频本振信号对应的频率为87f0，经过上行第一混频器11b第一次下变频后，输出信号的频率是88f0，然后再经过上行第二混频器12b第二次下变频后，输出两路正交的信号，这两路信号的频率均为f0，只是载波相位为正交的，分别用f0+和f0-来表示。通过这种整数倍的变频方案可以合理选择基频的频率参数f0的实际值，增强了该上行通道电路的通用性。这种特点也同样适用于下行通道电路。

图8显示了该上行通道电路的印制电路板的布设图，可以看出这些电路组成主要布设在倒u型通道内，该布设图显示有u14对应芯片cmf43c2031c03a，u4对应芯片qp3m9037，u2对应的芯片cmf43c2031c03a，u33对应芯片ecg001f-g，u5对应芯片max2681，u6对应的芯片ta0424a，u9对应芯片ecg001f-g，u8对应芯片芯片ad8347。这些芯片也与图2至图6中的芯片相对应，而该结构显示出整个通道电路具有小型化的特点，是按照上述上行通道电路组成的级联关系进行布设，为了在有限的空间内布设这些芯片，采用了腔体划分的结构，可以看出其中的u14、u4、u2、u33和u5在上行第一腔体q1b中，主要完成射频的放大和滤波，以及第一次下变频，u6、u9、和u8在上行第二腔体q2b中，主要完成中频的滤波和增益放大，这两个腔体既有一定的独立性，同时也进行通道级联，同时还满足在有限空间内合理的布局，满足了小型化的需求。

另外，从功耗估算来看，上行通道电路主要的芯片有：低噪声放大器芯片qp3m9037是3.3v供电，电流45ma，单片功耗148.5mw；芯片ecg001f-g是3.3v供电，电流30ma，单片功耗99mw，使用两片，耗电198mw；芯片max2681是3.3v供电，电流9ma，单片功耗29.7mw；芯片ad8347是5v供电，电流64ma，单片功耗320mw；上行pll芯片si4133是3.3v供电，电流20ma，单片功耗66mw。上行通道的整体功耗估算为762.2mw，显示具有明显的低功耗特点。

优选的，图9显示了时钟电路产生的频率关系说明图。可以看出由晶振信号源610输出的10mhz振荡信号经过时钟发生器612后一路产生80mhz的方波信号给数字基带电路，另外就是产生频率相同的两路时钟信号，频率为4f0，分别输出给上行通道本振电路613和下行通道本振电路614，上行通道本振电路613经过其中的锁相环路又分别产生射频本振信号133f0和中频本振信号87f0，下行通道本振电路614经过其中的锁相环路又分别产生第一本振信号13f0和第二本振信号225f0。从中可以看出，该时钟电路都是基于同一个晶振信号源610经过多次倍频而产生不同频率的本振信号，并且这些本振信号以同一个基频f0为参考，并且产生的频率是是该基频的整数倍。

优选的，如图10所示，所述下行第一混频器11a包括芯片ade-1l+，来自数字基带电路10a的下行低频信号if_in通过电容c79接入该芯片ade-1l+的if端，来自下行通道本振电路16a的第一本振信号ulo_if通过电容c15接入该芯片ade-1l+的lo端，下行低频信号if_in和第一本振信号ulo_if经过该芯片ade-1l+混频以后由该芯片的rf端输出下行中频信号。该芯片ade-1l+的rf端和lo端的工作频率2mhz～500mhz，if端的工作频率为0mhz～500mhz，变频损耗小于6db，输入1db压缩点功率0dbm。该芯片的长×宽为7.87mm×6.91mm，占有面积小。

优选的，为了实现对变频频率的整数倍处理，提高整个下行通道变频的通用性，这里的下行低频信号的中心频率为2f0，第一本振信号频率为13f0，这样经过下行第一混频器后得到的下行中频信号的频率为15f0，其中f0的实际频率值可以根据需要而设置。

进一步的，所述下行中频滤波器13a包括芯片sf1620，该芯片为声表滤波器，由芯片ade-1l+的rf端输出的中频信号经过电容c24、c29和电感l5组成的匹配滤波网络接入到芯片sf1620的输入i端，经过该芯片sf1620滤波以后由其输出o端输出，该输出o端电连接电容c70和电感l7。该芯片的长×宽为7mm×5mm，占有面积小。该滤波器中心频率为140mhz，带宽15mhz，带内插损为8db。优选的，通过该下行中频滤波器可以将下行第一混频器输出的下行中频信号以中心频率15f0为中心进行滤波，滤除下行中频信号的带外频率。

进一步的，如图11所示，图1中下行第二混频器12a包括芯片max2671。由芯片sf1620滤波后的中频信号经电容c70、电感l7和电容c74耦合输入到芯片max2671的ifin端，来自图1中下行通道本振电路16a的第二本振信号ulo_rf通过电容c17接入该芯片max2671的lo端，下行中频信号与第二本振信号经过该芯片max2671混频以后由该芯片的rfout端输出下行射频信号。还可以看出，该芯片max2671的电源端vcc通过由电容c54、c18、c19和电感l3组成的电源滤波网络接入+5v直流电源。该芯片max2671的/shdn端通过分压电阻r4(100欧姆)电连接电感l3，能够在该/shdn端获得3v分压，并且该/shdn端还通过电容c16接地。该芯片max2671的rfout端和lo端的工作频率400mhz～2500mhz，ifin端的工作频率40mhz～500mhz，变频增益6db，输出1db压缩点功率-6dbm，+5v供电，电流12ma。优选的，这里下行中频信号的频率为15f0，第二本振信号的频率为225f0，得到的射频信号的频率为240f0。

进一步的，rfout端电连接有电感l8，以及电感l8的另一端电连接电感l12，电感l12的另一端与芯片max2671的电源端vcc电连接，由此可以向rfout端输出的下行射频信号提供直流偏置电压。电感l12的另一端还与电容c80、c81和c104组成的匹配网络电连接，其中电容c80、c81串联，电容c104的一端接入到电容c80、c81的连接处，另一端则接地。

优选的，如图12所示，下行射频信号经过电容c81后进一步输入到声表滤波芯片ta0700a的输入i端，该芯片对应是图1中的下行射频滤波器14a，属于下行第一级射频滤波器。该芯片体积小、滤波抑制度较高，经过该芯片的滤波以后，从其输出o端输出。可以看出该芯片只有6个引脚，属于无源器件，有4db的信号衰减量。该滤波器用于进一步对下行射频信号进行滤波，该滤波器芯片的中心频率为240f0。

芯片ta0700a的输出o端进一步通过电容c77接入到芯片ecg001f-g的输入in端，该芯片对应是图1中的下行射频放大器15a，属于对下行射频信号的下行第一级射频增益放大器，工作频段为dc～6ghz，增益20db@2ghz,噪声系数3.4db，输出1db压缩点功率+12.5dbm。+3.4v供电，电流30ma。因此对输入的信号进行20db的增益放大，芯片ecg001f-g的输出out端电连接电容c31，同时，该输出out端也通过由电感l4、c105、c106组成的电源滤波网络，电源滤波网有利于滤除电源带来的电源波动干扰，以及串扰的其他干扰信号，提高通道电路的电磁兼容性，以及分压电阻r15而接入直流+5v电压，而在该输出out端的直流电压为3.4v。

进一步的，如图13所示，下行射频信号由芯片ecg001f-g进行增益放大以后经过芯片cmf43c2206c03a进行介质滤波，该芯片cmf43c2206c03a属于下行第二级射频滤波器。经过耦合电容c116输入到温补衰减芯片stca0605n9，通过该芯片可以适应温度变化而控制射频信号随温度变化时保持稳定的功率。

然后，如图14所示，温补衰减芯片stca0605n9的输出端通过电容c72与芯片era-3sm+的输入i端电连接，该芯片era-3sm+属于对下行射频信号的下行第二级射频增益放大器，工作频段为dc～3ghz，增益22db，输出1db压缩点功率12.5dbm，功耗35ma@3.2v，并且具有体积小的特点。在该芯片的输出端还通过由电感l24、电容c96、c99组成的电源滤波网络进行电源滤波，而电阻16为分压偏置电阻，对输入的+5v直流电压通过分压而在该芯片的输出端得到3.0v-3.8v的直流电压。

进一步的，图14中还包括芯片qpa9801sr，该芯片主要用作功率放大器，该芯片工作频段为1805mhz-2400mhz，增益为20db，增益1db压缩点输出功率为26dbm，5v供电，工作电流为300ma。因此能够进一步对下行射频信号提供20db射频功率放大，属于对下行射频信号的下行第三级射频功率放大器。然后再由芯片cmf43c2206c03a进行介质滤波而输出，这里的芯片cmf43c2206c03a相当于对下行射频信号的下行第三级射频滤波器。

对于整个下行通道电路而言还需要考虑通道增益要能够满足对信号电平的要求，同时还要兼顾增益放大会对元器件的非线性影响，因此，在整个下行通道电路中还重点对射频部分进行了多级滤波和多级放大，并且还设置了用于调整整个通道增益的衰减网络。优选的，在图1所示实施例的基础上，如图15所示，输入的下行低频信号的频率为2f0，信号的功率电平为-5dbm，经过下行第一级混频芯片ade-1l+后有-6db的功率衰减，这里用于调控的匹配衰减器s1a和s2a可以根据需要来进行设置，由图10可知下行中频滤波芯片sf1620输入和输出两侧的这两个匹配衰减器s1a和s2a并没有设置衰减量，而是直接通过电容和电感耦合的方式进行前后级联的匹配，在实际应用中可以根据通道衰减需要，将电容c24、c29和电感l5用电阻来替换，以及将电容c70、电感l7和电容c74用电阻来替换，由此将匹配网络改为匹配衰减网络，用于调节通道的增益，并且这种替换只需更换将电容、电感用电阻替换，这些电容、电感和电阻采用相同的贴片封装结构，不会对pcb电路板有结构上的特殊需要，同时增强了调整通道增益的灵活性。下行中频滤波芯片sf1620带来了-8db的衰减量。再经过下行第二混频器芯片max2671则有8db的正向增益，因此从芯片max2671的rfout端输出的射频信号功率电平为-5-6-8+8＝-11dbm。

进一步的，在下行混频器芯片max2671与声表滤波器芯片ta0700a之间是由电感l12、电容c80、c81和c104组成的匹配衰减网络电连接，对应图15中的匹配衰减器s3a，这里也可以用电阻进行替换电容和电感网络。进一步的，声表滤波芯片ta0700a对应第一级射频滤波器141a，带来的衰减量是-4db，之后的增益放大器芯片ecg001f-g对应的是下行第一级射频增益放大器151a，有20db的增益。下一级的匹配衰减器s4a对应在图13中的芯片cmf43c2206c03a之前没有设置，仅是通过电容c31将芯片ecg001f-g与芯片cmf43c2206c03a互连，而在实际应用中此处则可以设置一个匹配衰减器，用于满足通道增益调节的需要。介质滤波器芯片cmf43c2206c03a对应下行第二级射频滤波器142a，带来-4db的衰减损耗，温补衰减芯片stca0605n9对应匹配衰减器s5a，具有-4db的衰减损耗，然后进一步是由芯片era-3sm+对应下行第二级射频增益放大器152a，提供16db的增益，芯片qpa9801sr对应下行第三级射频功率放大器153a，提供20db的增益，以及最后由介质滤波器芯片cmf43c2206c03a对应下行第三级射频滤波器143a。由以上各芯片的增益或衰减值，在混频输出后得到的下行射频信号功率电平为-11dbm，可以最终确定通道的输出的射频信号的功率电平为：-11-4+20-4-4+16+20-4＝29dbm。基于上述说明，可以对通道内的匹配衰减器s1a、s2a、s3a和s4a通过设置电阻的方式设置衰减值，来更改通道的信号功率的增益值。

图16显示了该下行通道电路的印制电路板的布设图，可以看出这些电路组成主要布设在倒l型通道内，该布设图显示有u11对应芯片ade-1l+，u16对应芯片sf1620，u15对应的芯片max2671，u42对应芯片ta0700a，u17对应芯片ecg001f-g，u41对应的芯片cmf43c2206c03a，u43对应芯片stca0605n9，u22对应芯片era-3sm+，u46对应芯片qpa9801sr，u47对应芯片cmf43c2206c03a。这些芯片也与图10至图14中的芯片相对应，而该结构显示出整个通道电路具有小型化的特点，是按照上述下行通道电路组成的级联关系进行布设，为了在有限的空间内布设这些芯片，采用了腔体划分的结构，可以看出其中的u11、u16和u15在下行第一腔体q1a中，主要完成两次混频，u17、u41、u42和u43在下行第二腔体q2a中，主要完成射频的增益放大，u22、u46和u47在下行第三腔体q3a中，主要完成射频的功率放大，这三个腔体既有一定的独立性，同时也进行通道级联，同时还满足在有限空间内合理的布局，长边有104mm，宽边为62mm，重量小于260g，满足了小型化的需求。

另外，从功耗估算来看，下行通道电路主要的芯片有：混频器芯片max2671是3.3v供电，电流11ma，单片功耗36.3mw；芯片ecg001f-g是3.3v供电，电流30ma，单片功耗99mw，使用两片，耗电198mw；芯片qpa9801sr是5v供电，电流200ma，单片功耗1000mw；芯片era-3sm+是3.3v供电，电流35ma，单片功耗115.5mw；下行pll芯片si4136是3.3v供电，电流20ma，单片功耗66mw。下行通道的整体功耗估算为1478.5mw，即1.4785w，显示具有明显的低功耗特点。

基于同一构思，本发明提供了一种用于星载测控设备的通道信号处理方法，基于前述的内容，如图17所示，包括上行通道信号处理、下行通道信号处理和时钟信号处理。

步骤s101：在所述上行通道信号处理中，首先对接收的上行射频信号进行低噪声放大，然后经过上行第一次混频把所述上行射频信号下变频为上行中频信号，对所述上行中频信号进行上行中频滤波后，经过上行第二次混频把所述上行中频信号下变频为上行低频信号，然后再进行上行基带滤波和自动增益控制后输出所述上行低频信号。基于同一构思，相关内容可以参考对图1至图8所示实施例的说明，这里不再赘述。

步骤s102：在所述下行通道信号处理中，首先对来自数字基带电路的下行低频信号经过下行第一次混频把所述下行低频信号上变频为下行中频信号，对所述下行中频信号进行下行中频滤波后，再经过下行第二次混频把所述下行中频信号上变频为下行射频信号，然后进行下行射频滤波和下行射频放大后输出所述下行射频信号。基于同一构思，相关内容可以参考对图1、图10至图16所示实施例的说明，这里不再赘述。

步骤s103：在所述时钟信号处理中，首先由晶振信号源产生单一频率的振荡信号进行放大，然后再输入到时钟发生器中产生输出三路时钟信号，其中，第一路时钟信号用于所述上行通道信号处理中，将所述第一路时钟信号分别变换为射频本振信号和中频本振信号，所述射频本振信号用于上行第一次混频，所述中频本振信号用于上行第二次混频；第二路时钟信号用于所述下行通道信号处理中，将所述第二路时钟信号分别变换为第一本振信号和第二本振信号，所述第一本振信号用于下行第一次混频，所述第二本振信号用于下行第二次混频；第三路时钟信号输入所述数字基带电路。基于同一构思，相关内容可以参考对图1、图9所示实施例的说明，这里不再赘述。

优选的，对于步骤s101，在所述上行通道信号处理中还包括在对所述上行射频信号进行低噪声放大之前先进行上行第一级射频滤波，在对所述上行射频信号进行低噪声放大之后进行上行第二级射频滤波，以及在所述第二级射频滤波与上行第一次混频之间还对所述上行射频信号进行第二级射频增益放大，以及在所述上行中频滤波与所述上行第二次混频之间还对所述上行中频信号进行上行中频放大。相关内容可以参考对图2至图8所示实施例的说明。

优选的，对于步骤s102，在所述下行通道信号处理中，所述下行射频滤波和下行射频放大包括下行第一级射频滤波、下行第一级射频增益放大、下行第二级射频滤波、下行第二级射频增益放大、下行第三级射频功率放大和下行第三级射频滤波。相关内容可以参考对图10至图16所示实施例的说明。

优选的，对于步骤s102，在所述下行通道信号处理中，在所述下行第二级射频滤波与所述下行第二级射频增益放大之间还对所述下行射频信号进行温补衰减处理；在所述下行第一次混频与下行中频滤波之间，以及在所述下行中频滤波与所述下行第二次混频之间，对所述下行中频信号进行匹配衰减调控处理；在所述下行第二次混频与所述下行第一级射频滤波之间，在所述下行第一级射频增益放大与所述下行第二级射频滤波之间，以及在所述下行第二级射频滤波与所述下行第二级射频增益放大之间，对所述下行射频信号进行匹配衰减调控处理。相关内容可以参考对图10至图16所示实施例的说明。

优选的，对于步骤s103，所述第三路时钟信号为频率80mhz的方波信号，所述第一时钟信号和所述第二时钟信号为频率4f0的正弦波信号，所述上行通道信号处理中的射频本振信号频率为133f0，中频本振信号频率为87f0，所述下行通道信号处理中的第一本振信号频率为13f0，第二本振信号频率为225f0，f0为基频。相关内容可以参考对图9所示实施例的说明。

优选的，对于步骤s103，所述上行射频信号的频率为221f0，所述上行中频信号的频率是88f0，所述上行低频信号的频率是f0。相关内容可以参考对图7、图9所示实施例的说明。

优选的，对于步骤s103，所述下行低频信号的频率为2f0，所述下行中频信号的频率是15f0，所述下行射频信号的频率是240f0。相关内容可以参考对图9、图15所示实施例的说明。

由此可见，本发明公开了一种用于星载测控设备的通道信号处理方法，包括上行通道信号处理、下行通道信号处理和时钟信号处理；在上行通道信号处理中，对上行射频信号进行低噪声放大，两次下变频为上行低频信号输出，在下行通道信号处理中，对下行低频信号进行两次上变频为下行射频信号，再进行下行射频滤波和下行射频放大后输出，在时钟信号处理中为上行通道信号处理提供射频本振信号和中频本振信号，为下行通道信号处理提供第一本振信号和第二本振信号。该通道信号处理方法，在满足通道增益方面具有可调控性，采用同源设计提高了频率配置的灵活性。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。