联通异步WCDMA实采信号用户数和扰码盲估计方法与流程

本发明属于联通3g信号处理领域，主要解决未知频偏下的异步多用户联通异步wcdma实采信号中的用户数和扰码盲估计问题。

背景技术：

wcdma系统是宽带直接序列扩展码分多址系统，其为移动用户提供传统的语音业务、多媒体业务和高速电路交换以及寻呼、地址分配和快速调度之类的特殊业务。wcdma能将信号隐藏在背景噪声下，并能够抑制窄带干扰。所以它具有较高的数据速率，良好的保密性、和很强的抗干扰能力。基于这些优点，联通wcdma技术在世界上得到了非常广泛的应用。在这样的背景下，扩频通信的侦察对抗及民用无线电资源监管引起了广泛的注意，特别是对长码直接扩频信号的盲检测和盲估计引起了许多学者的关注。

在扩频通信系统中，研究ds信号中的扩频码和信源信息估计的方法虽然有很多，但是都以短pn码直接扩频信号和长pn码信号为主。wcdma信号是短码扩频长码加扰的信号，包含了两个伪随机序列，即每个信道的扩频码使用不同ovsf码，长周期扰码使用截短的gold序列。每个用户都包含了物理数据信道和控制信道，结构比较复杂，其研究相对初步。wcdma信号中的用户数估计是保证用户信号正确分离和盲解码的关键，已有的估计源信号数量的方法复杂性高，实践困难，且并不适用于具有剩余载波频偏的wcdma信号。在复杂环境下，多用户联通异步wcdma信号具有剩余载波频偏，对于此类信号的伪码和源信息中估计，目前的研究多集中在接收技术或物理层等方面，包括信号的接收与检测、信道估计与编码以及地址码的分配与设计等，并没有解决wcdma系统中的用户数和伪随机序列估计和侦察的关键问题。因此对这方面的研究是非常有必要的，这将使wcdma信号在通信电子对抗领域应用中的民用、商业和军用通信信号侦察具有重要的意义。

综上所述，wcdma在通信对抗等领域应用十分广泛，但关于联通异步wcdma信号中用户数和pn码估计的研究成果却很少，因此很有必要对此开展研究工作。本文旨在对于非合作通信场景中，在仅有少量接收信号的先验知识的基础上，准确估计出信号中的用户个数、延迟、扰码和信息码。

技术实现要素：

本发明的目的是针对现有的wcdma信号中用户数和扰码估计技术中的不足，对于未知频偏下多用户的异步wcdma信号盲侦察的复杂性，提出了一种联通异步wcdma实采信号用户数和扰码盲估计方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：

步骤1、将未知频偏的异步多用户wcdma信号进行数学建模：

其中，ai,k和aq,k分别为第k个用户i路和q路信号的幅度；bi,k(t-τk)和bq,k(t-τk)分别为第k个用户i路和q路的信息码；wi,k(t-τk)和wq,k(t-τk)分别为第k个用户i路和q路的扩频码；si,k(t-τk)+jsq,k(t-τk)为第k个用户的长扰码，j为虚数单位；h(t-τk)为根升余弦滤波器，滚降因子为0.22；δωk为第k个用户的剩余频偏；n(t-τk)为0均值，方差为的白噪声，τk为第k个用户信号延迟，τ1≠τ2≠…≠τk。

步骤2、根据异步wcdma信号的协方差矩阵中信号特征值与用户数的关系，设置动态门限，判断出信号特征值数目，以此估计出信号中的用户个数。

步骤3、将接收信号建模成盲源分离的形式并做pca白化预处理。

步骤4、利用ica算法分离出部分载波调制的扰码序列。利用锁相环技术对估计的部分载波调制的扰码序列去频偏。

步骤5、利用去频偏后估计到的部分扰码序列，结合wcdma信号中的扰码生成原理和构成扰码的m序列的生成多项式来估计出每个用户的延迟和恢复出完整扰码。

步骤2具体实现如下：

2-1.对于异步wcdma信号，信号中的用户数为k时，信号协方差矩阵的信号特征值个数为3k。

2-2.对接收到的信号通过滤波器后，按dpdch信道ovsf码周期l进行帧等间隔采样，即按照码片速率从第一帧的第一个码片开始连续采样l个码片，然后忽略第一帧余下的数据，共m帧依次重复相同的操作来进行等间隔采样，得到l×m维的信号矩阵，求其协方差矩阵。

2-3.根据信号矩阵的协方差矩阵中信号特征值个数与用户数的关系，对信号协方差矩阵做奇异值分解，将特征值每三位连续相加后按升序排列。即取统计量如下：

λsum,logabsdif(p)＝log|(λsum,i+1-λsum,i)/λsum,i|,0＜i≤[l/3]-1(2)

λsum,i为连续每三位特征值相加之和。λsum,logabsdif(p)描述的是每三位特征值相加后的跳变程度。

2-4.设置动态门限

mean(|·|)和std(|·|)分别是λsum,logabsdif(p)的均值和方差。μn是调整因子，s是步长因子，通过调整步长来改变门限值。s一般取值为小数，本发明中s＝0.5。当λsum,logabsdif(i+1)＞t(i)时，下标大于i的λsum,logabsdif的个数就是估计的用户数。对于不同的调整因子，分别用上式估计用户个数，得到n+1个用户数的估计值，这n+1个估计值中除零之外出现次数最多的值即为估计到的用户个数。

步骤3具体实现如下：

3-1.将接收信号通过滤波器后，从观测信号第一帧的第一个码片开始，按照码片速率连续采样l个码片，忽略第一帧中剩下的码片，共m帧依次重复相同的操作进行帧等间隔采样，在第m帧中采样得到的观察数据向量为：

x′m＝[x((m-1)38400+τ+1),x((m-1)38400+τ+2),...,x((m-1)38400+l+τ)](4)

3-2.将通过帧等间隔采样得到的观察数据向量x′m建模成

其中，矩阵g由多个用户带有载波频偏的扩频序列组成，bm为由多个用户的第m帧信息码组成的带有载波频偏的信息码向量，nm为在第m帧采样得到的方差为的高斯噪声向量，其中

分别为第k个用户i路ovsf码的前一部分和后一部分分别与扰码叠加后产生的带有载波频偏的扩频序列，cq,k为第k个用户q路ovsf码和扰码叠加后产生的带有载波频偏的扩频序列，bi,k,1，bi,k,2为第k个用户i路第m个数据帧载波调制的连续的两位信息码，bq,k为第k个用户q路第m个数据帧载波调制的信息码。即：

式(7)中，ci,k,1(n)＝wi,k(n)·si,k(n)，ci,k,2(n)＝wi,k(n)·sq,k(n)),wi,k(n)∈{±1}，ci,k,1(n)和ci,k,2(n)分别为第k个用户i路对应的ovsf序列分别与复扰码的实部和虚部叠加后组成的新的扩频序列。式(8)中，cq,k,1(n)＝wq,k(n)·si,k(n),cq,k,2(n)＝wq,k(n)·sq,k(n)，cq,k,1(n)和cq,k,2(n)分别为q路对应的ovsf序列分别与复扰码的实部和虚部叠加后组成的新的扩频序列。q路ovsf码wq,k(n)∈{+1}，故q路ovsf码与扰码叠加后的新的扩频码仍是扰码序列本身，即cq,k,1(n)＝si,k(n)，cq,k,2(n)＝sq,k(n)。式(9)中，bi,k,1(m)和bi,k,2(m)分别为对第m个数据帧采样得到的第k个用户i路连续两位的信息比特，bq,k(m)为对第m个数据帧采样得到的第k个用户q路的信息比特。

3-3.pca白化

首先由矩阵可得到其协方差矩阵rxx，即对rxx做奇异值分解rxx＝u×d×u^t。其中u为正交矩阵，d为对角矩阵。u＝[us,un]，us＝[u1,u2,...,u3k]，un＝[u3k+1,u3k+2,...,ul]；ds＝diag(λ1,λ2,...,λ3k)，dn＝diag(λ3k+1,λ3k+2,...,λl)，ο是元素都为0的矩阵。us和un分别表示信号和噪声子空间，ui(i＝1,2,...,l)表示rxx的特征向量，λi(i＝1,2,...,l)表示rxx的特征值。

是白化矩阵，经过pca算法后得到的a是一个正交矩阵，预处理后的信号为zm：

步骤4具体实现如下：

4-1.ica算法

1.寻找一个正交的分离矩阵w＝[w1,w2,…,w2k]。

2.选择初始值对分离向量wp进行初始化。

3.采用如下公式进行迭代：

其中，zm是白化后的信号，非线性函数g(a)＝1/(0.1+a)。通过重复上面的步骤可实现对多个信号进行分离。为防止每次迭代时获得相同的分离向量，需在每次迭代操作后对等式(11)执行紧缩算法正交化：

4.如果|wp(k+1)^twp(k)|未接近1，回到第3步，否则，令p＝p+1。

5.如果p<3k，回到第2步，重复上述操作，直到p＝3k结束整迭代过程。

可获得信息码向量估计值：

是ica算法后获得的源信息bm的估计。

根据公式(10)和(13)，当矩阵w搜索完毕后，有wa＝i，即

由于扩频增益，wcdma信号子空间的能量比噪声子空间大的多，因此根据观测矩阵xm的协方差矩阵rxx近似得到：

将公式(14)带入公式(15)可以估计出信道矩阵为：

矩阵包含估计到的扩频序列和cq,k。

4-2.锁相环去频偏

ica后可以分离出各用户具有载波频偏的扩频序列。其中，cq,k,1(n)＝wq,k(n)·si,k(n),cq,k,2(n)＝wq,k(n)·sq,k(n)，由于wq,k∈{+1}，则cq,k,1(n)＝si,k(n)，cq,k,2(n)＝sq,k(n)。即q路ovsf序列与截短gold序列叠加后形成的新的扩频序列仍是gold序列本身。所以,每个用户被载波调制的扰码实部序列和虚部序列均可从公式(8)得到。将其分别作为pll的输入信号，当环路锁定时，则可估计出去频偏后的长为l的复扰码。

步骤5具体实现如下：

5-1.是两个m序列，用xn和y序列表示。根据y序列生成多项式d²⁵+d³+d²+d+1和25阶寄存器的初态y(0)＝y(1)＝…＝y(24)＝1，利用25阶寄存器生成完整的包含38400个二进制数据的y序列。

5-2.将长度为l的扰码实部序列中大于0的数值判为0，小于0的数值判为1，得到判决后的序列

5-3.将判决后的长为l的扰码实部序列和包含38400个二进制数据的y序列依次按位模二加得到序列是长为l的序列xn的估计。

其中，i＝1,…,l,p＝0,…,38400-l。具体的表述如下：

初始化p＝0，从y序列的第一个二进制数据开始，取连续的l个数据与第k个用户的长为l的扰码实部片段si,k按位模二加，可获得一个包含l个码片的序列。接着判断得到的长为l的序列是否满足xn序列的约束关系(即判断其是否满足x序列的生成多项式d²⁵+d³+1。将序列片段中的第i+25位减去第i+3位和第i位的和(1≤i≤l-25)，判断所得结果中的0的个数是否大于指定门限)。如果满足，该序列就是长为l的m序列片段xn的估计，p+1的值就是第k个用户信号延迟的码片数，即用户延迟。否则，令p＝1，重复上述过程直到所得序列满足xn的约束条件，即可获得序列长为l的m序列片段xn的估计

5-4.获得的xn序列估计片段中可能会出现误码情况，利用等式x(i+25)＝x(i+3)+x(i)来对序列片段进行纠错。即序列必须满足第i位与第i+3位模二加后等于第i+25位(1≤i≤l-25)。对于长度为l的序列开头和结尾的25位没有被纠正。可将长为l的两个序列进行拼接，产生长为2l的序列，同理其前面和后面25位无法进行纠正，取纠正后长为2l的序列的第l+1位至第l+25位及第26位至第l位，然后拼接在一起，就得到了纠正过后的长度为l的m序列片段xn。根据这段长为l的xn序列片段和等式x(i+25)＝x(i+3)+x(i)可以推出完整且长度为38400的m序列xn。

5-5.gold序列中zn为：

序列clong,1,n和clong,2,n分别为：

复扰码clong,n为：

利用xn和y序列，结合公式(18-20)估计出各用户的复扰码。

5-6.扰码号估计

取包含38400个二进制数据的xn序列的前24个数据，逆序排列后就得到了每个用户信号中扰码序列对应的扰码号的二进制数值，将该二进制数转化为十进制后就得到了每个用户对应的扰码号。

本发明有益效果如下：

本发明通过分析联通异步wcdma信号协方差矩阵的信号特征值与用户数之间的关系，将连续三位特征值相加后，对其相对差的绝对值取对数作为统计量。设定动态门限判决出信号特征值个数，继而估计出用户数。基于盲源分离、锁相环技术和构成扰码的m序列的生成多项式来快速估计出用户延时和长扰码。这种载波调制的联通异步wcdma上行链路用户数和扰码盲估计方法相比传统的基于奇异值分解的盲解码方法具有更快的速度和更好的性能。

附图说明

图1不同用户数下信号协方差矩阵的特征值分布；

图2连续三位特征值相加后对相对差绝对值取对数；

图3用户数估计正确率；

图4五个用户纠错前后部分x序列对比图；

图5五个用户真实扰码和估计扰码比较；

图6第一个联通wcdma手机信号波形图

图7第二个联通wcdma手机信号波形图

图8联通wcdma手机信号纠错前后的x序列片段

图9两个联通wcdma手机信号的真实扰码与估计扰码对比图；

图10位流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施例做进一步的说明。

如图1-10所示，本发明具体步骤如下：

步骤1、将未知频偏的联通异步多用户wcdma实采信号进行建模：

其中，ai,k和aq,k分别为第k个用户i路和q路信号的幅度；bi,k(t-τk)和bq,k(t-τk)分别为第k个用户i路和q路的信息码；wi,k(t-τk)和wq,k(t-τk)分别为第k个用户i路和q路的扩频码；si,k(t-τk)+jsq,k(t-τk)为第k个用户的长扰码，j为虚数单位；h(t-τk)为根升余弦滤波器，滚降因子为0.22；为第k个用户的剩余频偏；n(t-τk)为0均值，方差为的白噪声，τk为第k个用户信号延迟，τ1≠τ2≠…≠τk。

步骤2、设置动态门限，根据异步wcdma信号的协方差矩阵中信号特征值与用户数的关系，判断出信号特征值数目，以此估计出信号中用户个数。

步骤3、将接收信号建模成盲源分离的形式并做pca白化预处理。

步骤4、利用ica算法分离出部分载波调制的扰码序列。利用锁相环技术对估计的部分载波调制的扰码序列去频偏。

步骤5、利用去频偏后估计到的部分扰码序列，结合wcdma信号中的扰码生成原理和构成扰码的m序列的生成多项式来估计出每个用户的延迟和恢复出完整扰码。

步骤2具体实现如下：

2-1.对于异步wcdma信号，信号中的用户数为k时，信号协方差矩阵的信号特征值个数为3k，如图1所示。

2-2.对接收到的信号通过滤波器后，按dpdch信道ovsf码周期l进行帧等间隔采样，即按照码片速率从第一帧的第一个码片开始连续采样l个码片，然后忽略第一帧余下的数据，共m帧依次重复相同的操作来进行等间隔采样，得到l×m维的信号协方差矩阵。

2-3.根据信号矩阵的协方差矩阵中信号特征值个数与用户数的关系，对信号协方差矩阵做奇异值分解，将特征值每三位连续相加后按升序排列。即取统计量如下：

λsum,logabsdif(p)＝ln|(λsum,i+1-λsum,i)/λsum,i|,0＜i≤[l/3]-1(2)

λsum,i为连续每三位特征值相加之和。如图2所示，λsum,logabsdif(p)描述的是每三位特征值相加后的跳变程度。

2-4.设置动态门限

mean(|·|)和std(|·|)分别是λsum,logabsdif(p)的均值和方差。μn是调整因子，s是步长因子，通过调整步长来改变门限值。s一般取值为小数，本发明中s＝0.5。当λsum,logabsdif(i+1)＞t(i)时，下标大于i的λsum,logabsdif的个数就是估计的用户数。对于不同的调整因子，分别用上式估计用户个数，得到n+1个用户数的估计值，这n+1个估计值中除零之外出现次数最多的值即为估计到的用户个数。

步骤3具体实现如下：

3-1.将接收信号通过滤波器后，从观测信号第一帧的第一个码片开始，按照码片速率连续采样l个码片，忽略第一帧中剩下的码片，共m帧依次重复相同的操作进行帧等间隔采样，在第m帧中采样得到的观察数据向量为：

x′m＝[x((m-1)38400+τ+1),x((m-1)38400+τ+2),...,x((m-1)38400+l+τ)](4)

3-2.将通过帧等间隔采样得到的观察数据向量x′m建模成

其中，矩阵g由多个用户带有载波频偏的扩频序列组成，bm表示由多个用户的第m帧信息码组成的带有载波频偏的信息码向量，nm表示在第m帧采样得到的方差为的高斯噪声向量，其中

分别为第k个用户i路ovsf码的前一部分和后一部分分别与扰码叠加后产生的带有载波频偏的扩频序列，cq,k为第k个用户q路ovsf码和扰码叠加后产生的带有载波频偏的扩频序列，bi,k,1，bi,k,2为第k个用户i路第m个数据帧载波调制的连续的两位信息码，bq,k为第k个用户q路第m个数据帧载波调制的信息码。即：

式(7)中，ci,k,1(n)＝wi,k(n)·si,k(n)，ci,k,2(n)＝wi,k(n)·sq,k(n)),wi,k(n)∈{±1}，ci,k,1(n)和ci,k,2(n)分别为第k个用户i路对应的ovsf序列分别与复扰码的实部和虚部叠加后组成的新的扩频序列。式(8)中，cq,k,1(n)＝wq,k(n)·si,k(n),cq,k,2(n)＝wq,k(n)·sq,k(n)，cq,k,1(n)和cq,k,2(n)分别为q路对应的ovsf序列分别与复扰码的实部和虚部叠加后组成的新的扩频序列。q路ovsf码wq,k(n)∈{+1}，故q路ovsf码与扰码叠加后的新的扩频码仍是扰码序列本身，即cq,k,1(n)＝si,k(n)，cq,k,2(n)＝sq,k(n)。式(9)中，bi,k,1(m)和bi,k,2(m)分别为对第m个数据帧采样得到的第k个用户i路连续两位的信息比特，bq,k(m)为对第m个数据帧采样得到的第k个用户q路的信息比特。

3-3.pca白化

首先由矩阵可获得其协方差矩阵rxx，即对rxx做奇异值分解rxx＝u×d×u^t。其中u为正交矩阵，d为对角矩阵。u＝[us,un]，us＝[u1,u2,...,u3k]，un＝[u3k+1,u3k+2,...,ul]；ds＝diag(λ1,λ2,...,λ3k)，dn＝diag(λ3k+1,λ3k+2,...,λl)，ο是元素都为0的矩阵。us和un分别表示信号和噪声子空间，ui(i＝1,2,...,l)表示rxx的特征向量，λi(i＝1,2,...,l)表示rxx的特征值。

是白化矩阵，经过pca算法后得到的a是一个正交矩阵，预处理后的信号为zm：

步骤4具体实现如下：

4-1.ica算法

1.寻找一个正交的分离矩阵w＝[w1,w2,…,w2k]。

2.选择初始值对分离向量wp进行初始化。

3.采用如下公式进行迭代：

其中，zm是白化后的信号，非线性函数g(a)＝1/(0.1+a)。通过重复上面的步骤可实现对多个信号进行分离。为防止每次迭代时获得相同的分离向量，需在每次迭代操作后对等式(11)执行紧缩算法正交化：

4.如果|wp(k+1)^twp(k)|未接近1，回到第3步，否则，令p＝p+1。

5.如果p<3k，回到第2步，重复上述操作，直到p＝3k结束整迭代过程。

可获得信息码向量估计值：

是ica算法后获得的源信息bm的估计。

根据公式(10)和(13)，当矩阵w搜索完毕后，有wa＝i，即

由于扩频增益，wcdma信号子空间的能量比噪声子空间大的多，因此根据观测矩阵xm的协方差矩阵rxx近似得到：

将公式(14)带入公式(15)可以估计出信道矩阵为：

矩阵包含估计到的扩频序列和cq,k。

4-2.锁相环去频偏

ica后可以分离出各用户具有载波频偏的扩频序列。其中，cq,k,1(n)＝wq,k(n)·si,k(n),cq,k,2(n)＝wq,k(n)·sq,k(n)，由于wq,k∈{+1}，则cq,k,1(n)＝si,k(n)，cq,k,2(n)＝sq,k(n)。即q路ovsf码与截短gold码叠加后形成的新的扩频序列仍是gold序列本身。所以,每个用户被载波调制的扰码实部序列和虚部序列均可从公式(8)得到。将其分别作为pll的输入信号，当环路锁定时，则可估计出去频偏后的长为l的复扰码。

步骤5具体实现如下：

5-1.是两个m序列，用xn和y序列表示。根据y序列生成多项式d²⁵+d³+d²+d+1和25阶寄存器的初态y(0)＝y(1)＝…＝y(24)＝1，利用25阶寄存器生成完整的包含38400个二进制数据的y序列。

5-2.将长度为l的扰码实部序列中大于0的数值判为0，小于0的数值判为1，得到判决后的序列

5-3.将判决后的长为l的扰码实部序列和包含38400个二进制数据的y序列依次按位模二加得到序列是长为l的序列xn的估计。

其中，i＝1,…,l,p＝0,…,38400-l。具体的表述如下：

初始化p＝0，从y序列的第一个二进制数据开始，取连续的l个数据与第k个用户的长为l的扰码实部片段si,k按位模二加，可获得一个包含l个码片的序列。接着判断得到的长为l的序列是否满足xn序列的约束关系(即判断其是否满足x序列的生成多项式d²⁵+d³+1。将序列片段中的第i+25位减去第i+3位和第i位的和(1≤i≤l-25)，判断所得结果中的0的个数是否大于指定门限)。如果满足，该序列就是长为l的m序列片段xn的估计，p+1的值就是第k个用户信号延迟的码片数，即用户延迟。否则，令p＝1，重复上述过程直到所得序列满足xn的约束条件，即可获得序列长为l的m序列片段xn的估计

5-4.获得的xn序列估计片段中可能会出现误码情况，利用等式x(i+25)＝x(i+3)+x(i)来对x序列片段进行纠错。即序列必须满足第i位与第i+3位模二加后等于第i+25位(1≤i≤l-25)。对于长度为l的序列开头和结尾的25位没有被纠正。可将长为l的两个序列进行拼接，产生长为2l的序列，同理其前面和后面25位无法进行纠正，取纠正后长为2l的序列的第l+1位至第l+25位及第26位至第l位，然后拼接在一起，就得到了纠正过后的长度为l的m序列片段xn。根据这段长为l的xn序列片段和等式x(i+25)＝x(i+3)+x(i)可以推出完整且长度为38400的xn。

5-5.gold序列中zn为：

序列clong,1,n和clong,2,n分别为：

复扰码clong,n为：

利用xn和y序列，结合公式(18-20)估计出各用户的复扰码。

5-6.扰码号估计

取包含38400个二进制数据的xn序列的前24个数据，逆序排列后就得到了每个用户信号中扰码序列对应的扰码号的二进制数值，将该二进制数转化为十进制后就得到了每个用户对应的扰码号。

本发明有益效果如下：

本发明通过分析联通异步wcdma信号协方差矩阵的信号特征值与用户数之间的关系，将连续三位特征值相加后，对其相对差的绝对值取对数作为统计量。设定动态门限判决出信号特征值个数，继而估计出用户数。基于盲源分离、锁相环技术和构成扰码的m序列的生成多项式来快速估计出用户延时和长扰码。这种载波调制的联通异步wcdma上行链路用户数和扰码盲估计方法相比传统的基于奇异值分解的盲解码方法具有更快的速度和更好的性能。

实施例：

如图3所示，各用户时延随机，信道化码是64位的ovsf序列，采样帧数100帧，信噪比为5db，用户数为4，信号采样频率为15.36mhz，各用户载波频率均位于1～400hz。在不同信噪比下分别仿真500次。估计到的用户数正确率如图3所示。当snr为3db时，正确率为0.98，snr为4db时，正确率为1。仿真结果显示该算法的有效性。

图4和图5中，利用中国电子科技集团公司第36研究所通信系统信息控制技术国家级重点实验室使用agilente4433b仪器产生的具有不同频偏的5个用户的联通wcdma实际信号进行仿真。snr为10db，信号数据长度为100帧，i路的扩频因子为64。5个用户的wcdma信号采样频率均为15.36mhz。5个用户的剩余载波频偏介于0～400hz。估计到的5个用户的延迟分别为20374、9642、30154、23925和29153；对应的扰码号为：32、48、65552、0和65584。图4显示了各用户纠错前后的一个ovsf码周期长度的的x序列。图5显示了本发明能准确估计出各用户的扰码序列。

图6和图7是中国电子科技集团第36研究所通信系统信息控制技术国家级重点实验室采集的空中联通wcdma手机信号，图中幅度幅度大的地方是需要解调的手机信号，幅度小的是噪声。信号采样率为10mhz,通采样率变换为15.36mhz后，分别取60帧信号叠加，估计出的每个用户的延迟为13801和7444；扰码号为2110272和3150359。图8画出了联通wcdma手机信号的纠错前后一个ovsf码周期长度的x序列，图9画出了估计到了两个联通wcdma手机信号中的长扰码。从图中可看出本发明的有效性和实用性。

本发明还可有其他多种实施例，在不背离发明精神及其实质的情况下，本领域的技术人员可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都落入本发明的保护范围。