一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器的制作方法

本实用新型涉及无线通信领域，尤其涉及一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器。

背景技术：

跳频通信是随着军事通信发展起来的，传统的定频通信系统载波频率固定、抗干扰性差，在战术电子对抗中，很容易被敌方截获传送的信息内容，或发现通信机所在方位而暴露目标，改善无线电通信性能，提高其抗干扰能力，已成为军用通信技术创新和发展的重要课题。无线通信技术中，通信收发机的射频前端有着重要的作用，主要功能是在接收时将接收到高频信号进行筛选。任何外界的干扰，只有当它的频谱落在有用信号的瞬时带宽内，并且干扰功率足够强大时，才会影响到信号的正确接收，跳频通信有用信号的载频是以一定速度伪随机地跳变，因此能大大削弱外界干扰的影响，而跳频速度越高，就越能抵抗干扰。现在军工电台方面不管背负和手持装备，还是车载和舰载装备都趋于超小型化、低功耗化。因此，现需一种超小型、超宽频段和低功耗的数控跳频滤波器。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型提出了一种超小型、超宽频段和低功耗的数控跳频滤波器。

本实用新型的技术方案是这样实现的：本实用新型提供了一种 225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器，其包括处理器和电源，还包括多路调谐电路和多路数字控制电路；

调谐电路包括第一谐振电路和第二谐振电路；

第一谐振电路和第二谐振电路分别与数字控制电路电性连接，多路数字控制电路和电源分别与处理器电性连接。

在以上技术方案的基础上，优选的，调谐电路和数字控制电路均有12路；

12路数字控制电路的输入端分别与处理器电性连接。

进一步优选的，处理器为SST39VF-TSOP48；

12路数字控制电路的输入端分别与SST39VF-TSOP48的D0～D11引脚一一对应电性连接。

进一步优选的，数字控制电路包括电阻R5～R8，三极管Q1～Q3；

电阻R5的一端与电阻R6的一端电性连接，电阻R5的另一端和电阻R6的另一端分别与三极管Q1的基极和集电极一一对应电性连接，三极管Q1的发射极与变容二极管D2的正极和变容二极管D4的正极电性连接，电阻R7的一端和电阻R8的一端均与SST39VF-TSOP48的D0引脚电性连接，电阻R7的另一端与三极管Q2的基极电性连接，三极管Q2的集电极与三极管Q1的基极电性连接，三极管Q2的发射极接地，电阻R8的另一端与三极管Q3的基极电性连接，三极管Q3的集电极与三极管Q1的发射极电性连接，三极管Q3的发射极接地。

进一步优选的，第一谐振电路包括电感L1、电感L2、电阻R1、电阻R2、电容C1、电容C3、电容C4、变容二极管D1和变容二极管D2；

电感L1的一端与射频输入端口电性连接，电感L1的另一端和电感L2的一端均接地，电感L2的另一端与电容C1的一端电性连接，电容C1的另一端分别与电阻R1的一端、电阻R2的一端、变容二极管D1的负极和变容二极管D2 的正极电性连接，电阻R1的另一端与变容二极管D1的正极电性连接，电阻R2 的另一端与变容二极管D2的负极电性连接，电容C3的一端与变容二极管D1 的正极电性连接，电容C4的一端与变容二极管D2的负极电性连接，电容C3 的另一端和电容C4的另一端均接地，变容二极管D2的负极与数字控制电路的三极管Q1的发射极电性连接，变容二极管D1的正极与电源电性连接。

进一步优选的，第二谐振电路包括电感L4、电感L3、电阻R3、电阻R4、电容C2、电容C5、电容C6、变容二极管D3和变容二极管D4；

电感L4的一端与射频输出端口电性连接，电感L4的另一端和电感L3的一端均接地，电感L3的另一端与电容C2的一端电性连接，电容C2的另一端分别与电阻R3的一端、电阻R4的一端、变容二极管D3的负极和变容二极管D4 的正极电性连接，电阻R3的另一端与变容二极管D3的正极电性连接，电阻R4 的另一端与变容二极管D4的负极电性连接，电容C5的一端与变容二极管D3 的正极电性连接，电容C6的一端与变容二极管D4的负极电性连接，电容C5 的另一端和电容C6的另一端均接地，变容二极管D4的负极与数字控制电路的三极管Q1的发射极电性连接，变容二极管D3的正极与电源电性连接。

进一步优选的，数控跳频滤波器为贴片式封装。

本实用新型的一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器相对于现有技术具有以下有益效果：

(1)通过设置第一谐振电路和第二谐振电路，可以滤除不需要的杂波、谐波，选出需要的频率的作用，第一谐振电路和第二谐振电路中的变容二极管，具有高Q值、低内阻的特性，使得其具有插入损耗小，近端抑制大的特性，进而提高发信机的灵敏度；

(2)通过设置数字控制电路，输出电阻小，能够驱动大的负载，从而能够使得处理器的管脚直接驱动第一谐振电路和第二谐振电路；

(3)通过设置12路调谐电路和12路数字控制电路，可以跨度高频段跨度近乎三倍频，设置12路的调谐电路从而解决了从225MHz—630MHz的跨度问题，实现了高低端技术指标匹配的技术难题；

(4)通过将数控跳频滤波器封装为贴片式，让安装更快更稳定，使射频前端趋于小型化和低功耗化；

(5)整个装置可以从225MHz—630MHz之间跨度，并封装为贴片式，实现超宽频段跨度以及超小体积。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器的结构图；

图2为本实用新型一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器中处理器的引脚图；

图3为本实用新型一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器中数字控制电路的的电路图；

图4为本实用新型一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器中第一谐振电路和第二谐振电路的电路图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施方式，对本实用新型实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本实用新型一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本实用新型中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本实用新型保护的范围。

如图1所示，本实用新型的一种225MHz～630MHz宽频段数控跳频滤波器，其包括处理器、电源、多路调谐电路和多路数字控制电路。其中，所述调谐电路包括第一谐振电路和第二谐振电路。

在本实施例中，处理器采用SST39VF-TSOP48，如图2所示，12路数字控制电路的输入端分别与SST39VF-TSOP48的D0～D11引脚一一对应电性连接。

数字控制电路，输出电阻小，能够驱动大的负载，从而能够使得处理器的管脚直接驱动第一谐振电路和第二谐振电路。如图3所示，数字控制电路包括电阻R5～R8，三极管Q1～Q3；具体的，电阻R5的一端与电阻R6的一端电性连接，电阻R5的另一端和电阻R6的另一端分别与三极管Q1的基极和集电极一一对应电性连接，三极管Q1的发射极与变容二极管D2的正极和变容二极管D4 的正极电性连接，电阻R6的一端和电阻R8的一端均与SST39VF-TSOP48的 D0引脚电性连接，电阻R7的另一端与三极管Q2的基极电性连接，三极管Q2 的集电极与三极管Q1的基极电性连接，三极管Q2的发射极接地，电阻R8的另一端与三极管Q3的基极电性连接，三极管Q3的集电极与三极管Q1的发射极电性连接，三极管Q3的发射极接地。

调谐电路，通过调节谐振电路元件，使得电路的固有频率与想要接收的无线电信道频率一致，达到选台目的。调谐电路包括第一调谐电路和第二谐振电路。

第一谐振电路，能够起到滤除不需要的杂波、谐波，选出需要的频率的作用。在本实施例中，如图4所示，第一谐振电路包括电感L1、电感L2、电阻 R1、电阻R2、电容C1、电容C3、电容C4、变容二极管D1和变容二极管D2；其中，滤波器最重要的调谐元件是变容二极管，本实施例采用的变容二极管均是高Q、低内阻的变容二极管，它具有其插入损耗小，近端抑制大的特性，这样就提高了收发信机的灵敏度。电感L1的一端与射频输入端口电性连接，电感 L1的另一端和电感L2的一端均接地，电感L2的另一端与电容C1的一端电性连接，电容C1的另一端分别与电阻R1的一端、电阻R2的一端、变容二极管 D1的负极和变容二极管D2的正极电性连接，电阻R1的另一端与变容二极管 D1的正极电性连接，电阻R2的另一端与变容二极管D2的负极电性连接，电容 C3的一端与变容二极管D1的正极电性连接，电容C4的一端与变容二极管D2 的负极电性连接，电容C3的另一端和电容C4的另一端均接地，变容二极管D2 的负极与数字控制电路电性连接，变容二极管D1的正极与电源电性连接。

第二谐振电路，与第一谐振电路的功能相同。在本实施例中，第二谐振电路的电路结构与第一谐振电路的结构相同，第一谐振电路和第二谐振电路组成双调谐对称结构。如图4所示，第二谐振电路包括电感L4、电感L3、电阻R3、电阻R4、电容C2、电容C5、电容C6、变容二极管D3和变容二极管D4；具体的，电感L4的一端与射频输出端口电性连接，电感L4的另一端和电感L3的一端均接地，电感L3的另一端与电容C2的一端电性连接，电容C2的另一端分别与电阻R3的一端、电阻R4的一端、变容二极管D3的负极和变容二极管D4 的正极电性连接，电阻R3的另一端与变容二极管D3的正极电性连接，电阻R4 的另一端与变容二极管D4的负极电性连接，电容C5的一端与变容二极管D3 的正极电性连接，电容C6的一端与变容二极管D4的负极电性连接，电容C5 的另一端和电容C6的另一端均接地，变容二极管D4的负极与数字控制电路电性连接，变容二极管D3的正极与电源电性连接。通过改变图4中控制脚OUT1 的电压来控制变容二极管的导通和截止，达到改变谐振电容值，并且实现快速调频。其中，L1、L2为阻抗匹配电感，L3、L4为主谐振电感，12路第一谐振电路中均共用电感L1和电感L2，第二谐振电路均共用电感L3和电感L4。由于频段较宽常规的十路该模拟电路无法从225MHz达到630MHz，因此本实施例中采用了12路，从而在保证体积更小的前提下解决此项难题。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施方式而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。