用于深潜器的水声通信符号定时估计及补偿方法及装置与流程

本发明属于水声通信领域，具体涉及水声通信符号定时估计及补偿方法，以及基于该方法的水声通信符号定时估计及补偿装置、水声通信方法、接收装置和水声通信系统，可用于深海潜水器与母船进行水声通信等场景。

背景技术：

水声通信技术是深海潜水器与母船进行水下远距离无线通信的唯一手段。受海面浪涌起伏的影响，母船的位移呈准周期的震荡，因而母船接收到的高速水声通信信号在时域上呈现出严重的拉伸、压缩畸变，符号定时时刻在不断的抖动变化，并导致严重的多普勒频移。

传统的估计和补偿做法是，假设在较短的时间内拉伸、压缩系数(以下简称拉伸系数)是常数，在对其估计后进行等间隔重采样补偿。对拉伸系数的测量方法，主要分为测前后导引的时间变化量和测前导引的波形拉伸量两种。对于测前后导引的时间变化量的方法，认为前后导引信号处的相对速度不变，将前后导引与本地波形进行匹配，测时间差与期望时间差的相对变化量，时间差的测量性能对运动速度不敏感，但在有加速度的情况下性能退化；而对于测前导引的波形拉伸量，需要产生期望波形在不同拉伸系数下的多个副本，寻找它们与接收波形的相关最大值，此时的期望波形的拉伸系数认为是信道的拉伸系数，遍历拉伸系数造成计算量巨大。

同时，现有的方法存在共同缺点是，拉伸系数认为在一段时间是常数，时间长度等于导引信号的间隔，如0.5s，但海面浪涌的起伏周期一般在7s左右，拉伸系数的常数假设与实际情况偏差很大，并且没有获得准确定时信息，因而目前的水声通信在多普勒粗估计之后，还需要进行精确的时变信道补偿：如单载波通信中的自适应均衡及相位锁定环路，正交频分复用系统(ofdm)中的基于导频载波或空载波的逐符号多普勒估计或子载波干扰消除。这样导致信道利用率的下降，对信噪比的要求升高。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于降低水声通信定时估计的复杂度，降低导引开销，提高水声通信定时估计的精度。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种水声通信的符号定时估计及补偿方法，其中，

在发送端，发送超帧信号，所述超帧信号包括导引信号和数据符号，导引信号置于多个时间位置处，用于估计相应时间位置处的定时偏移量，数据符号置于导引信号之间，导引信号和数据符号之间留有空白间隔，导引信号共有n个；

在接收端，接收超帧信号，进行以下处理：

步骤1：正交混频及抽取

对采样后的超帧信号波形先进行正交混频，再将正交混频后的波形进行抽取，得到复基带波形，抽取后信号频率为基带采样率，根据超帧中导引信号和数据符号的位置关系，将复基带波形分离成导引信号波形和数据符号波形两部分；

步骤2：导引信号波形的匹配滤波及峰值位置估计

第k个导引信号在无定时偏差情况下的起始位置记为pk,1≤k≤n；将导引信号波形与本地导引信号进行匹配滤波，根据匹配滤波输出结果获得每个导引信号对应的最大匹配峰值位置在每个最大匹配峰值位置前后对匹配滤波输出结果进行升采样率的三阶样条插值，提高最大匹配峰值位置的估计精度，获得n个插值后的最大匹配峰值位置用基带采样率将插值后的最大匹配峰值位置换算为导引信号的第一定时位置估计值d1(k)，n个第一定时位置估计值依次组成第一定时位置估计值序列；

步骤3：多普勒估计及基于模糊函数的定时修正

将第一定时位置估计值序列进行三阶样条拟合，然后求导数获得每个导引信号对应的多普勒拉伸值v(k)，并根据导引信号的模糊函数性质，得到每个多普勒拉伸值v(k)对应的匹配峰值位置修正量d2(k)；

步骤4：导引信号波形重采样及峰值位置的二次检测估计

将起始位置pk的定时估计为第一定时位置估计值d1(k)和匹配峰值位置修正量d2(k)二者之和作为约束条件，利用三阶样条插值获得导引信号波形重采样的时刻偏移，然后用farrow滤波器对导引信号波形进行时刻偏移纠正的farrow滤波重采样，进行匹配峰值位置估计，得到定时估计偏移量为d3(k)；

步骤5：导引信号波形的定时合并及逐采样点的定时序列生成

将起始位置pk的定时估计为第一定时位置估计值d1(k)、匹配峰值位置修正量d2(k)和定时估计偏移量d3(k)三者之和作为约束条件，利用三阶样条插值获得数据符号重采样的时刻偏移。

本发明还提供一种水声通信的符号定时估计及补偿装置，基于上述方法，其特征在于包括：

数字下变频抽取模块，用于对滤波采样后的超帧波形先进行正交混频，再将混频后的波形进行抽取，得到复基带波形，抽取后信号频率为基带采样率，根据超帧中导引信号和数据符号的位置关系，将复基带波形分离成导引信号波形和数据符号波形两部分；

匹配滤波及峰值位置估计模块，用于将导引信号波形与本地导引信号进行匹配滤波，根据匹配滤波输出结果获得每个导引信号对应的最大匹配峰值位置在每个最大匹配峰值位置前后对匹配滤波输出结果进行升采样率的三阶样条插值，提高最大匹配峰值位置的估计精度，获得n个插值后的最大匹配峰值位置用基带采样率将插值后的最大匹配峰值位置换算为导引信号的第一定时位置估计值d1(k)，n个第一定时位置估计值依次组成第一定时位置估计值序列；

多普勒估计及模糊修正模块，用于将第一定时位置估计值序列进行三阶样条拟合，然后求导数获得每个导引信号对应的多普勒拉伸值v(k)，并根据导引信号的模糊函数性质，得到每个多普勒拉伸值v(k)对应的匹配峰值位置修正量d2(k)；

重采样及峰值位置估计模块，用于将起始位置pk的定时估计为第一定时位置估计值d1(k)和匹配峰值位置修正量d2(k)二者之和作为约束条件，利用三阶样条插值获得导引信号波形重采样的时刻偏移，然后用farrow滤波器对导引信号波形进行时刻偏移纠正的farrow滤波重采样，进行匹配峰值位置估计，得到定时估计偏移量为d3(k)；

定时误差合并模块，用于将起始位置pk的定时估计为第一定时位置估计值d1(k)、匹配峰值位置修正量d2(k)和定时估计偏移量d3(k)三者之和作为约束条件，利用三阶样条插值获得数据符号重采样的时刻偏移。

本发明还提供了一种水声通信方法，采用上述的符号定时估计及补偿方法获得数据符号重采样的时刻偏移；之后还包括：

步骤6：数据符号重采样

采用farrow滤波器对复基带波形的数据符号波形进行重采样获得数据符号重采样序列；数据符号的前npilot个符号为固定的导频符号序列，收发端完全已知，除前npilot个符号之外的符号为信息符号序列；

步骤7：基于导频符号序列的信道估计

使用数据符号重采样序列中的导频符号序列部分，利用最小二乘方法，获得信道估计序列；

步骤8：信息符号序列的时不变均衡

使用步骤7得到信道估计序列，对数据符号重采样序列中信息符号序列部分进行线性最小均方误差的时不变均衡，获得信息符号序列，完成符号序列的估计。

一种如权利要求3所述的水声通信的符号定时估计及补偿方法，其特征在于所述信息符号采用四相移键控调制。

本发明还一种水声通信接收装置，基于上述水声通信方法，其特征在于包括上述水声通信的符号定时估计及补偿装置，还包括：

重采样模块，用于采用farrow滤波器，对复基带波形的数据符号波形进行重采样获得数据符号重采样序列；数据符号的前npilot个符号为固定的导频符号序列，收发端完全已知，除前npilot个符号之外的符号为信息符号序列；

信道估计模块，用于使用数据符号重采样序列中的导频符号序列部分，利用最小二乘方法，获得信道估计序列；

均衡模块，用于使用基于导频符号序列的信道估计模块得到信道估计序列，对数据符号重采样序列中信息符号序列部分进行线性最小均方误差的时不变均衡，获得信息符号序列，完成符号序列的估计。

进一步的，所述信息符号采用四相移键控调制。

本发明还提供了一种水声通信系统，其特征在于包括发射装置和接收装置，其中，

发送装置，用于发送超帧信号，所述超帧信号包括导引信号和数据符号，导引信号置于多个时间位置处，用于估计相应时间位置处的定时偏移量，数据符号置于导引信号之间，导引信号和数据符号之间留有空白间隔，导引信号共有n个；

接收装置，采用上述水声通信接收装置。

有益效果

本发明通过模糊函数的运动补偿、三阶样条插值及farrow滤波采样等操作，估计出了逐采样点的定时位置。本发明具有以下优点:

1、发射的导引信号可采用常用的线性调频信号(lfm)、双曲调频信号(hfm)，且不需在数据符号内插入同步波形，导引波形占据信道时间短。

2、不假设短时拉伸系数为常数，与真实信道特征一致，定时估计性能优异。

3、接收端仅需要对线性调频信号(lfm)进行常规的匹配，不需要不同拉伸系数副本的产生和相关计算，计算复杂度低。

4、实现定时与信道频率性的分离估计，降低后续均衡器的负担，简化其结构复杂度，从而提高系统整体性能。使用本发明中的时变分离技术，发射端可利用定时补偿后的信道时不变特性，为星座概率成型发射、能量扩展变换等时不变信道模型下的新通信体制的应用提供基础，而这些技术在本发明提出之前是不能很好地直接用于时变水声信道的。

附图说明

图1为本发明具体实施方式中所用到的超帧组成结构；

图2为本发明的接收定时及均衡框图；

图3为直接线性调频(lfm)的定时估计与本发明所述方法获得的逐采样点定时估计对比图；

图4为利用符号进行信道估计获得的最强路径抽头系数的变化过程对比图；

图5为试验波形分别进行传统定时及本发明定时处理后通过时不变均衡的四相移键控的相位变化图。

图6为试验波形分别经传统定时补偿或本发明方法定时补偿后在时不变均衡后的星座图对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行详细的说明。

下面介绍的具体实施中所用到参数的名称、表达式及典型取值列举如下：

步骤1：传统方式的正交混频及抽取

首先对接收的采样波形进行频谱搬移，以降低波形的采样率。具体做法是，对采样后的超帧波形y(n)进行正交混频和抽取处理，其中0≤n＜fpasstsuperframe，正交混频后的波形y1(n)为：

y1(n)＝hilb{y(n)}exp{-j2πnfcarrier/fpass}

其中hilb{*}代表希尔伯特变换，剔除波形在负频率轴上成份，在频谱搬移过程中达到抑制负轴频谱的目的。再将混频后的波形抽取至基带采样率，抽取过程为：

r(n)＝y1(nfpass/fbase)

从而，r(n)(0≤n＜fbasetsuperframe)为复基带波形。

本发明中使用的超帧结构如图1所示，一个超帧中包括多个导引波形(本具体实施方式以lfm作为导引波形，也可以是双曲调频hfm等具有时间分辨率的波形)，用于完成定时估计；同时包含多个数据帧，携带需要传输的数据信息。由于发射端遵守这一超帧结构，在接收端根据导引和数据波形的位置不同，对复基带波形进行分离。

步骤2：导引波形lfm的匹配滤波及峰值位置估计

根据接收到的导引波形，通过匹配滤波峰值位置估计的方式，获得各个导引位置处的时间偏移的初步估计。对超帧中的nlfm个lfm信号分别与本地lfm匹配滤波，第k(1≤k≤nlfm)个lfm波形在无定时偏差情况下的起始位置为pk＝tframe(k-1)。c(l)为理想lfm波形在l时刻的复基带值，c^*(l)为其共轭值。匹配输出的结果为：

最大匹配峰值的位置为这时，峰值位置估计的分辨率受限于基带采样率。为了提高估计精度，需要进行峰值附近波形的升采样率处理，这里我们采用三阶样条插值的方式。在时刻匹配波形的左右各10个点进行100倍升采样率的三阶样条插值，提高峰值位置的估计精度。插值后的匹配峰值位置为因而第k个lfm的定时位置初步估计值为

步骤3：多普勒估计及基于模糊函数的定时修正

对序列d1(k)进行三阶样条拟合，求导数获得lfm处的多普勒拉伸值v(k)。根据lfm的模糊函数性质，得到拉伸值为v(k)时，匹配峰值位置的修正量为

步骤4：导引波形重采样及峰值位置的二次检测估计

在pk时刻的定时估计为d1(k)+d2(k)，根据这一约束关系，利用三阶样条插值获得导引符号重采样的时刻偏移。

在获得精确的定时偏移之后，对接收基带波形进行重采样，补偿载体相对运动造成的定时偏移影响。采用farrow滤波的方式，完成重采样。与高采样率下线性插值的重采样的方法相比，farrow滤波器对采样率没有较高的要求，且带内平坦度好。farrow滤波设计如下：通过通带为0.4fbase低通滤波器设计，获得长度为kfarrow、多项式阶数为lfarrow的farrow滤波，对基带波形r(n)进行时刻偏移纠正的farrow滤波重采样，进行步骤2的匹配峰值位置估计，得到估计定时偏移量为d3(k)。

步骤5：lfm的定时合并及逐采样点的定时序列生成

在pk时刻的定时估计为d1(k)+d2(k)+d3(k)，根据这一约束关系，利用三阶样条插值获得数据符号重采样的时刻偏移。

步骤6：数据符号重采样

采用farrow滤波，可采用与步骤4中同样的farrow滤波，对基带波形r(n)的数据部分进行重采样获得重采样序列r2(n)。

步骤7：基于导频符号序列的信道估计

超帧数据符号中前200个符号为固定的导频序列，收发端完全已知，利用最小二乘方法，获得信道估计h2(n)。

步骤8：时不变均衡

超帧中除前200个符号之外的符号序列为四相移键控调制的信息符号。根据信道估计h2(n)，对r2(n)进行线性最小均方误差的时不变均衡，获得信息符号序列s2(n)，完成符号序列的估计。

如图1、图2所示，基于上述方法，本发明具体实施方式的水声通信系统包括发射装置和接收装置，其中，发送装置用于发送超帧信号，所述超帧信号包括lfm导引信号和数据符号，lfm导引信号置于多个时间位置处，用于估计相应时间位置处的定时偏移量，数据符号置于导引信号之间，lfm导引信号和数据符号之间留有空白间隔，导引信号共有nlfm个；

接收装置包括符号定时估计及补偿装置、重采样模块、信道估计模块和均衡模块，所述水声通信的符号定时估计及补偿装置数字下变频抽取模块、匹配滤波及峰值位置估计模块、多普勒估计及模糊修正模块、重采样及峰值位置估计模块、定时误差合并模块。

利用本发明所提的方法处理2011年7月蛟龙号5000米水深的试验波形。

图3为试验数据在步骤5输出的定时估计序列，并且与传统lfm匹配之后进行线性插值的定时估计进行了相比。图3展示出了本发明方法结合多普勒拉伸系数的初步估计对lfm时刻处的定时位置进行了补偿，并且本发明方法利用三阶样条插值，定时估计曲线更为光滑，这与实际中载体运动的加速度连续是一致的，而传统方估计方法获得定时一阶导数(体现出载体的运动速度)已经出现不连续。

图4传统方法与本发明方法进行补偿后，再对信道冲激响应进行最小均方自适应估计，所获得的最强路径起伏情况。可看出经过本发明的方法处理后，信道抽头系数已经稳定，不需要进行自适应跟踪或锁相环跟踪处理。

图5为试验波形分别进行传统定时及本发明定时处理后通过时不变均衡的四相移键控的相位变化。图6为试验波形分别经传统定时补偿或本发明方法定时补偿后在时不变均衡后的星座图对比。可看出本发明方法处理后，在时不变均衡后符号的相位不再漂移，星座图的四相移键控特征非常明显，通过简单的1/2码率的纠错处理可实现无错误传输；而传统方法经过时不变均衡后符号错误率较高，不能实现正确传输。

现有技术中的定时估计和补偿方法以速度或加速度分段恒定的假设条件，不能完全补偿运动造成的定时偏移，因而后续的数据帧中需要进行定时的进一步跟踪和补偿。本发明以加速度是连续变化过程作为假设条件，且在导引信号的匹配位置估计时进行了多普勒补偿，本发明的定时估计更为准确。数据帧经过本发明的定时估计及补偿之后，信道已经变得稳定，无论数据帧采用单载波传输模式或正交频分复用传输模式，接收端要进一步提取传输数据符号的信息，仅需要对数据帧的信道频率响应进行时不变方式的补偿，不需要信道跟踪处理，从而提供系统整体的稳定性，并降低用于信道估计的训练符号开销，提高传输效率。

如果数据帧采用单载波传输模式，根据训练符号序列进行一次信道估计，如最小二乘估计，之后根据最小均方误差准则设计出时不变线性均衡器，完成后续信息符号的均衡和检测。

如果数据帧采用正交频分复用传输模式，只需在数据帧中第一个正交频分复用符号中保留信道估计导频，避免其他方法中每个正交频分复用符号都存在信道估计导频的开销，根据第一个符号中的导频信息获得信道估计结果，估计方式可以是最小二乘信道估计或最小均方误差线性信道估计，之后根据信道估计对超帧所有数据符号进行最大似然符号检测。

本发明方法首次解决了定时误差和信道频率选择性的分离估计问题，达到预期的效果，将应用于未来全海深潜水器的高速水声通信。

以上仅为发明的优选实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的思想原则内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。