一种IEEE802-11ax信号高精度解调测试方法与流程

本发明涉及信号分析仪等高精度测量技术领域，尤其涉及的是，一种ieee802-11ax信号高精度解调测试方法。

背景技术：

作为上一代wifi标准ieee802-11ac的升级与改进，ieee802-11ax标准采用了1024qam高阶调制、ofdma技术进行多用户资源分配、减小子载波间隔等手段极大地提高了网络的效率和呑吐量。信号分析仪作为一种测量仪器其集成的测量功能也越来越多，由传统的单一频谱分析向各种复杂调制信号测试分析过渡。将802-11ax信号解调分析功能配置于信号分析仪可实现802-11ax信号发射设备的射频一致性测试及故障诊断等。由于信号分析仪只有一个射频接收通路，因此现有的802-11ax信号解调技术多只针对一路802-11ax信号进行解调，其技术方案如图1所示，首先进行数据捕获，之后利用训练序列进行同步，之后消除频偏，再利用前导序列的长训练符号进行信道估计得到信道的幅频响应，利用幅频响应对信号域进行均衡，通过对信号域解析得到数据部分调制信息，利用调制信息，结合信道响应对数据部分进行均衡，即可实现数据部分的解调。现有技术方案缺点一是对单路数据进行捕获，只能分析其中一路数据；二是多采用可编程逻辑器件实现，实现成本高，程序可移植性差；三是解调精度不高，难以应用于信号分析仪等高精度测量仪器。

技术实现要素：

本发明的主要目的是设计一种802-11ax信号解调测试方案，该方案可以对基于802-11ax协议标准的mimo-ofdm信号进行解调分析，解调精度高，且采用纯软件实现，实现成本低，适合配置于信号分析仪等高精度测量仪器，可满足对802.11ax信号发射设备的调制特性测试分析及辅助故障诊断等需求。

本发明的技术方案如下：一种ieee802-11ax信号高精度解调测试方法，具体包括以下步骤：

步骤1：数据捕获；采用多台信号分析仪并联的方式实现，多台信号分析仪中一台为主信号分析仪，用于对捕获数据的分析，其它附属信号分析仪只负责数据采集工作，将802-11ax信号解调分析功能，只部署到主信号分析仪中；主信号分析仪触发输出连接附属信号分析仪触发输入，以确保多台信号分析仪之间同时进行数据采集，同时主信号分析仪通过网线与其他信号分析仪相连接，实现附属信号分析仪到主信号分析仪的数据传输；

步骤2：脉冲搜索；首先针对采集到的数据进行幅度最大值和最小值搜索，由最大值和最小值确定脉冲幅度范围；将脉冲幅度范围等间隔划分，统计脉冲幅度落入每一幅度区间的概率，概率最大的两个区间分别是脉冲底部和脉冲顶部，利用脉冲底部和脉冲顶部可对脉冲检测阈值进行自动设置，从而实现脉冲的提取；

步骤3：采样率变换；根据不同信号带宽类型进行采样率变换，转换至802.11ax特定的采样率；

步骤4：帧同步；采用常规短训练序列循环相关运算进行同步，窗长度取短训练序列的一半，相关结果只出现一个尖峰，设接收信号为r，滑动窗口长度为l，接收信号通过与其延迟d个采样值共扼相乘累加取模进行帧同步检测；cn表示计算接收信号和其延时在n时刻的互相关系数，如公式(1)所示：

其中r表示接收信号，r^*表示r的共轭，i表示循环变量；pn表示移位至n时刻计算互相关系数时窗口期间接收信号的能量，如公式(2)所示，用于判决统计的归一化；

最后经过公式(3)进行统计判决：

其中，mn表示用于判决统计的归一化值；

步骤5：载波同步；设δf为接收机与发射机的残留频偏，帧同步后常规长训练序列相关运算如公式(4)所示：

其中，z为接收训练序列的相关运算值，rn表示接收训练序列n时刻样值，表示接收训练序列n+d时刻样值的共轭，lls表示常规长训练序列长度，sn表示理想训练序列n时刻样值，sn+d表示理想训练序列n+d时刻样值，ts为采样周期，表示sn+d的共轭；

公式(4)的频偏估计为，公式(5)：

其中，表示频偏估计值；

步骤6：ofdm解调；首先去除ofdm符号之间的保护间隔，然后通过fft实现ofdm符号的解调；

步骤7：常规前导信道估计；常规前导序列的长训练符号用于对单路数据的信道估计，k号子载波处接收常规长训练序列rltf,k表示为，公式(6)：

rltf,k＝ltfk·hk+wk(6)

其中，hk表示k号子载波的信道响应，ltfk为k号子载波处长训练符号，wk表示长训练符号经fft变换后k号子载波处噪声；则k号子载波处的信道响应估计值为，公式(7)：

步骤8：常规前导信道均衡；设k号子载波上接收到的符号采样值为ak，则均衡结果为，公式(8)：

步骤9：信号域解析；在进行数据部分解调之前应当先由信号域获取数据部分的调制参数；通过解映射、解交织、解卷积步骤实现对信号域的解码，对照协议恢复出数据部分的相关调制参数；

步骤10：高效前导信道估计；两路空间流及两个接收通道，高效前导长训练序列其多路接收表示为，公式(9)：

其中表示接收通道1在t1时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道1在t2时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道2在t1时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道2在t2时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，heltfk为发送高效前导长训练序列k号子载波处的值，δf表示子载波间隔，表示发射通路1的循环移位值，表示发射通路2的循环移位值，表示发射天线1至接收天线1的信道响应，表示发射天线2至接收天线1的信道响应，表示发射天线1至接收天线2的信道响应，表示发射天线2至接收天线2的信道响应，经过解公式(9)得k号子载波处的信道响应为，公式(10)：

其中分别为的估计值；

步骤11：数据部分信道均衡；数据部分接收情况表示为，公式(11)：

其中r1^k表示第1路接收数据在k号子载波处的值，表示第2路接收数据在k号子载波处的值，表示第1路发射数据在k号子载波处的值，表示第2路发射数据在k号子载波处的值，标准中规定将估计值代入公式(11)，解公式(11)得，公式(12)及公式(13)：

其中分别为接收信号在均衡后第1路与第2路数据在k号子载波处的值，即发送数据与的估计值；

步骤12：相位跟踪；接收信号在经fft解调并进行信道均衡后符号l的k子载波处的相位表示为，公式(14)：

其中为发送数据的理想相位，为符号l处所有子载波的公有相位漂移，为定时在符号l的k子载波处的相位漂移，公式(15)及公式(16)：

δfrest为粗频偏补偿后的剩余频偏，ξ为晶振的时钟偏移，dγl为第l个ofdm符号的相位抖动，t表示ofdm符号周期；采用导频信号进行相位跟踪时导频信号为已知参数，通过公式(14)联合数据部分所有ofdm符号的导频子载波建立代价函数，公式(17)：

其中nof_symbols指数据部分ofdm符号个数，pilot_sub指导频子载波，将导频符号代入上述代价函数，利用最大似然估计方法得δfrest、ξ、dγl的估计值将估计值代入公式(14)即可对解调信号进行相位修正，得到测量信号meas；

步骤13：参考信号生成；由解调得到的测量信号进行理想星座点的判决，生成理想信号即参考信号；

步骤14：误差参数输出；将测量信号及参考信号代入相应误差参数计算公式即得到误差矢量幅度、幅度误差、相位误差等参数，具体计算方法见公式(18)、(19)、(20)，其中evm表示误差矢量幅度，amplerr表示幅度误差，phaseerr表示相位误差，imeas表示测量信号i路，qmeas表示测量信号q路，iref表示参考信号i路，qref表示参考信号q路，arg表示取相位；此时即完成了对802-11ax信号的调制特性测量。

phaseerr＝arg(qmeas,imeas)-arg(qref,iref)(20)

上述中，所述步骤1还包括在主信号分析仪端设置附属信号分析仪ip地址，并通过程控命令实现对附属信号分析仪的程控，从而实现主信号分析仪对多路数据的同时捕获。

与现有技术相比，本发明采用一种802-11ax信号捕获方法，利用多台信号分析仪并联解决了只有单个接收通道的信号分析仪不能进行mimo数据获取的问题，同时可对mimo形式的802-11ax信号进行多路同时解调测试、多路同时捕获并进行多路同时分析；此外本发明采用相位跟踪技术实现802-11ax信号高精度解调，使算法可以应用于信号分析仪等高精度测量仪器。

附图说明

图1为现有技术中信号解调方案示意图

图2为本发明802-11ax信号高精度解调测试示意图。

图3为本发明信号分析仪平台mimo数据捕获示意图。

图4为本发明实施例中常规短训练序列循环相关运算进行同步信号仿真效果图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本说明书中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

本发明的一个实施例是，针对802-11ax信号解调测试问题，提出了一种802-11ax信号高精度解调测试方法，该方法可利用只有一个接收通道的信号分析仪实现对mimo形式的802-11ax信号进行解调测试,本发明解调测试方案原理如图2所示，射频信号输入信号分析仪，由信号分析仪进行采集捕获，然后通过软件算法进行脉冲搜索，提取一帧完整802.11ax信号，按照802.11ax信号带宽对采集信号进行重采样，此时完成解调分析的准备工作，然后进行帧同步确定帧的起始位置，然后进行载波频偏估计消除残留频偏，后面进行常规前导的信道户籍及均衡，目的是实现对高效前导信号域的解析，通过解析高效前导信号域可得到数据部分的调制类型、符号个数、资源分配等后续解调需要的参数，之后再进行mimo信道的信道估计与均衡得到星座图，通过相位跟踪修正解调信号相位得到解调测量信号，实现高精度解调，最后由测量信号生成理想参考信号，测量信号与参考信号通过比较运算实现调制误差的分析。下面对其进行详细阐述。

步骤1：数据捕获；当802-11ax采用多天线形式发射时，其数据接收也需要采用多天线实现。然而一台信号分析仪只包含一个接收通道，为解决mimo-ofdm信号的接收与测试，可采用多台信号分析仪并联的方式实现，其具体连接如图3所示，图3中，多台信号分析仪中一台为主信号分析仪，用于对捕获数据的分析，其它附属信号分析仪只负责数据采集工作，因此，802-11ax信号解调分析功能，只需要部署到主信号分析仪中。主信号分析仪触发输出连接附属信号分析仪触发输入，可以确保多台信号分析仪之间同时进行数据采集，同时主信号分析仪通过网线与其他信号分析仪相连接，实现附属信号分析仪到主信号分析仪的数据传输。在主信号分析仪端设置附属信号分析仪ip地址，并通过程控命令实现对附属信号分析仪的程控，从而实现主信号分析仪对多路数据的同时捕获。

步骤2：脉冲搜索；由于802-11ax信号采用突发脉冲形式，因而在对其解调前首先进行脉冲捕获操作，提取出一个完整脉冲，即一个完整帧。脉冲搜索可以粗略判断一帧802-11ax信号的开始于结束，这样可以有效节约后续帧同步时相关算法的搜索开销。脉冲搜索可采用统计方法实现。首先针对采集到的数据进行幅度最大值和最小值搜索，由最大值和最小值确定脉冲幅度范围；将脉冲幅度范围等间隔划分，统计脉冲幅度落入每一幅度区间的概率，概率最大的两个区间分别是脉冲底部和脉冲顶部，利用脉冲底部和脉冲顶部可对脉冲检测阈值进行自动设置，从而实现脉冲的提取。

步骤3：采样率变换；802-11ax信号具有固定带宽，在对其进行解调分析前，应当根据不同信号带宽类型进行采样率变换，转换至802.11ax特定的采样率。

步骤4：帧同步；帧同步目的主要是找到一帧802-11ax信号的起始，只有确定了帧起始位置，才能确定一帧中每个ofdm符号的位置。802-11ax信号兼容了802-11a//n标准，包含常规前导和自己的高效前导。训练序列均可用于同步，但不同训练序列以及不同窗长度其同步效果不同，例如利用常规长训练序列同步，则相关结果可能存在平台现象，不利于同步位置的提取。若采用高效前导短训练序列，则由于其位置不确定，也会影响同步位置的提取。若采用常规短训练序列进行同步，窗长度选取不合适相关运算将会出现多个峰值，同样也会影响同步位置的提取。本发明采用常规短训练序列循环相关运算进行同步，窗长度取短训练序列的一半，相关结果只出现一个尖峰，仿真效果如图4所示相关结果只出现一个尖峰。

设接收信号为r，滑动窗口长度为l，接收信号通过与其延迟d个采样值共扼相乘累加取模进行帧同步检测；

cn表示计算接收信号和其延时在n时刻的互相关系数，如公式(1)所示：

其中r表示接收信号，r^*表示r的共轭，i表示循环变量；

pn表示移位至n时刻计算互相关系数时窗口期间接收信号的能量，如公式(2)所示，用于判决统计的归一化；

最后经过公式(3)进行统计判决：

其中，mn表示用于判决统计的归一化值；

步骤5：载波同步。

在帧同步后，即可确定常规长训练序列的位置。频偏是由首发双发本振不稳定或多普勒频移的那个因素导致，若不进行频偏消除，将会影响ofdm符号子载波之间正交性。设δf为接收机与发射机的残留频偏，帧同步后常规长训练序列相关运算如公式(4)所示：

其中，z为接收训练序列的相关运算值，rn表示接收训练序列n时刻样值，表示接收训练序列n+d时刻样值的共轭，lls表示常规长训练序列长度，sn表示理想训练序列n时刻样值，sn+d表示理想训练序列n+d时刻样值，ts为采样周期，表示sn+d的共轭；

公式(4)的频偏估计为，公式(5)：

其中，表示频偏估计值

步骤6：ofdm解调。在消除载波频偏后即可对ofdm符号进行解调，首先去除ofdm符号之间的保护间隔，然后通过fft即可实现ofdm符号的解调。

步骤7：常规前导信道估计。常规前导序列的长训练符号可用于对单路数据的信道估计。k号子载波处接收常规长训练序列rltf,k可表示为，公式(6)：

rltf,k＝ltfk·hk+wk(6)

其中，hk表示k号子载波的信道响应，ltfk为k号子载波处长训练符号，wk表示长训练符号经fft变换后k号子载波处噪声。则k号子载波处的信道响应估计值为，公式(7)：

步骤8：常规前导信道均衡。

利用常规前导序列的长训练符号得到的信道响应仅可对单路数据进行均衡，因此它可对常规前导的信号域及高效前导的信号域进行均衡。在信道特性已知的情况下，信道均衡采用频域相除即可实现均衡；

设k号子载波上接收到的符号采样值为ak，则均衡结果为，公式(8)：

步骤9：信号域解析。

信号域包含常规前导信号域与高效前导信号域。其中高效前导信号域包含了数据部分的调制类型、符号个数、资源分配等信息。因此在进行数据部分解调之前应当先由信号域获取数据部分的调制参数。通过解映射、解交织、解卷积等步骤可实现对信号域的解码，对照协议可恢复出数据部分的相关调制参数。

步骤10：高效前导信道估计。对于802.11ax信号在采用mimo体制进行通信时，其任何一路接收信号的帧结构数据部分为各路发射信号数据部分的混合，因此长训练符号得到的信道响应无法对该部分进行均衡。为此802.11ax标准规定了高效前导长训练序列(heltf)可用于mimo数据的信道估计。以两路空间流及两个接收通道为例，高效前导长训练序列其多路接收可表示为，公式(9)：

其中表示接收通道1在t1时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道1在t2时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道2在t1时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，表示接收通道2在t2时刻接收到的heltf的k号子载波处的值，heltfk为发送高效前导长训练序列k号子载波处的值，δf表示子载波间隔，表示发射通路1的循环移位值，表示发射通路2的循环移位值，表示发射天线1至接收天线1的信道响应，表示发射天线2至接收天线1的信道响应，表示发射天线1至接收天线2的信道响应，表示发射天线2至接收天线2的信道响应。经过解上述方程可得k号子载波处的信道响应为，公式(10)：

其中分别为的估计值。

步骤11：数据部分信道均衡。由于数据部分为各路发射信号数据部分的混合，因此数据部分的均衡需要结合各路信道响应来处理。数据部分接收情况可表示为，公式(11)：

其中r1^k表示第1路接收数据在k号子载波处的值，表示第2路接收数据在k号子载波处的值，表示第1路发射数据在k号子载波处的值，表示第2路发射数据在k号子载波处的值，标准中规定将估计值代入公式(11)，解公式(11)得，公式(12)及公式(13)：

其中分别为接收信号在均衡后第1路与第2路数据在k号子载波处的值，即发送数据与的估计值。

步骤12：相位跟踪。在进行突发ofdm信号解调时，利用前导训练序列计算得到的均衡响应往往不够理想，特别是随着ofdm脉冲的增长，利用前导得到的均衡响应的均衡效果将会下降，因此对于高解调质量的信号分析仪需采取额外手段提高解调质量。

接收信号在经fft解调并进行信道均衡后符号l的k子载波处的相位可表示为，公式(14)：

其中为发送数据的理想相位，为符号l处所有子载波的公有相位漂移，为定时在符号l的k子载波处的相位漂移，公式(15)及公式(16)：

δfrest为粗频偏补偿后的剩余频偏，ξ为晶振的时钟偏移，dγl为第l个ofdm符号的相位抖动，t表示ofdm符号周期。由于发送的导频信号为已知信号，因此采用导频信号进行相位跟踪时为已知参数，通过式(14)联合数据部分所有ofdm符号的导频子载波可建立代价函数，公式(17)：

其中nof_symbols指数据部分ofdm符号个数，pilot_sub指导频子载波，将导频符号代入上述代价函数，利用最大似然估计方法得δfrest、ξ、dγl的估计值将估计值代入公式(14)即可对解调信号进行相位修正，得到测量信号meas。

步骤13：参考信号生成。上述步骤完成了整个的解调工作，若要应用于信号分析仪等测量仪器使之称为调制测量功能，则还需进行与调制特性有关的误差参数计算。由解调得到的测量信号进行理想星座点的判决，生成理想信号即参考信号ref。

步骤14：误差参数输出。在得到测量信号及参考信号后，将二者代入相应误差参数计算公式即可得到误差矢量幅度、幅度误差、相位误差等参数，具体计算方法见公式(18)、(19)、(20)，其中evm表示误差矢量幅度，amplerr表示幅度误差，phaseerr表示相位误差，imeas表示测量信号i路，qmeas表示测量信号q路，iref表示参考信号i路，qref表示参考信号q路，arg表示取相位。此时即完成了对802-11ax信号的调制特性测量。

phaseerr＝arg(qmeas,imeas)-arg(qref,iref)(20)

与现有技术相比，本发明采用一种802-11ax信号捕获方法，利用多台信号分析仪并联解决了只有单个接收通道的信号分析仪不能进行mimo数据获取的问题，同时可对mimo形式的802-11ax信号进行多路同时解调测试、多路同时捕获并进行多路同时分析；此外本发明采用相位跟踪技术实现802-11ax信号高精度解调，使算法可以应用于信号分析仪等高精度测量仪器。

需要说明的是，上述各技术特征继续相互组合，形成未在上面列举的各种实施例，均视为本发明说明书记载的范围；并且，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。