收发器电路和相关的射频电路的制作方法

收发器电路和相关的射频电路
1.本技术是于2019年2月27日提交的、申请号为201910145870.0、发明名称为“收发器电路和相关射频电路”的申请之分案申请。
2.相关申请
3.本技术要求2018年3月5日提交的临时专利申请序列号62/638,652的权益，其公开内容通过引用整体由此并入本文。
技术领域
4.本公开的技术一般涉及射频(rf)收发器和前端电路。


背景技术：

5.移动通信设备在当前社会中已经变得越来越普遍，用于提供无线通信服务。这些移动通信设备的普及由现在在这些设备上启用的许多功能部分地驱动。这些设备中处理能力的提高意味着移动通信设备已从纯粹的通信工具发展为复杂的移动多媒体中心，从而实现增强的用户体验。
6.重新定义的用户体验需要由无线通信技术提供的更高数据速率，例如第五代新无线电(5g-nr)和通常在更高频谱中操作的wi-fi。为了在较高频谱中具有增强的鲁棒性来实现更高的数据速率，可以采用复杂的功率放大器(pa)来在发射rf信号之前增加射频(rf)信号的输出功率(例如，保持每比特的足够能量)。
7.包络跟踪(et)是一种功率管理技术，被设计来提高pa的效率水平，以帮助降低移动通信设备中的功耗。顾名思义，et电路被配置为产生调制电压，该调制电压跟踪目标电压包络，并将调制电压提供给pa以放大rf信号。然而，et电路具有固有的输出阻抗，其可以与pa的固有负载相互作用，特别是在更高的调制带宽(例如，》100mhz)下。因此，调制电压可能降低，从而导致在调制带宽之外产生失真。因此，可能需要控制et电路的输出阻抗以帮助减少与更高调制带宽相关联的失真。


技术实现要素：

8.本公开的实施例涉及收发器电路和相关的射频(rf)电路。在本文讨论的示例中，rf电路耦合到收发器电路，该收发器电路被配置为产生包络跟踪(et)目标电压。rf电路包括跟踪器电路和功率放大器电路，跟踪器电路基于et目标电压以宽调制带宽(例如，高达160mhz)产生et调制电压，功率放大器电路被配置为基于et调制电压放大rf信号。值得注意的是，跟踪器电路可以具有固有的频率相关阻抗，其可以与放大器电路的负载电流相互作用以引起et调制电压的降低，这可以进一步导致rf偏移频谱中的频谱失真。这样，在收发器电路中提供电压补偿电路，并且该电压补偿电路被配置为在et目标电压中添加电压补偿项(例如，基于估计的负载电流)。通过将电压补偿项添加到et目标电压中，可以补偿et调制电压的降低，从而有助于减少rf偏移频谱中的频谱失真并提高放大器电路的线性度和效率。
9.在一个方面，提供了一种收发器电路。收发器电路包括耦合到rf电路的输出节点。
收发器电路还包括耦合到输出节点的电压产生电路。电压产生电路被配置为接收多个数字幅度。电压产生电路还被配置为基于多个数字幅度产生数字目标电压。收发器电路还包括与电压产生电路并联设置的电压补偿电路。电压补偿电路被配置为基于多个数字幅度产生电压补偿项。在将数字目标电压转换成输出节点处的et目标电压之前，将数字目标电压与电压补偿项组合。
10.在另一方面，提供了一种装置。该装置包括收发器电路。收发器电路包括耦合到rf电路的输出节点。收发器电路还包括耦合到输出节点的电压产生电路。电压产生电路被配置为接收多个数字幅度。电压产生电路还被配置为基于多个数字幅度产生数字目标电压。收发器电路还包括与电压产生电路并联设置的电压补偿电路。电压补偿电路被配置为基于多个数字幅度产生电压补偿项。在将数字目标电压转换成输出节点处的et目标电压之前，将数字目标电压与电压补偿项组合。该装置还包括耦合到输出节点的rf电路。rf电路被配置为接收et目标电压。
11.在另一方面，提供了一种rf电路。rf电路包括功率放大器电路，其被配置为基于et调制电压放大rf信号。et调制电压包括第一电压项和第二电压项。rf电路还包括跟踪器电路。跟踪器电路被配置为基于et目标电压产生et调制电压。跟踪器电路还被配置为产生电压校正项以补偿与et调制电压的第一电压项相关联的电压失真。
12.在结合附图阅读以下优选实施例的详细描述之后，本领域技术人员将理解本公开的范围并实现其另外的方面。
附图说明
13.并入在本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的若干方面，并且与说明书一起用于解释本公开的原理。
14.图1a是示例性射频(rf)电路的示意图，其中放大器电路被配置为基于由跟踪器电路产生的调制电压来放大rf信号；
15.图1b是提供图1a的放大器电路的特性曲线的示例性图示的曲线图；
16.图1c是提供图1a的rf电路中的跟踪器电路的输出级的示例性图示的示意图；
17.图1d是示出图1a的跟踪器电路的输出阻抗可以通过输出电感和输出电阻建模的示意图；
18.图1e是提供时分双工(tdd)rf频谱和相邻rf偏移频谱的示例性图示的示意图；
19.图2是根据本公开的实施例配置以将电压补偿项数字地引入数字目标电压以帮助减少图1e的rf偏移频谱中的频谱失真的示例性收发器电路的示意图；
20.图3是根据本公开的一个实施例的并入了图2的收发器电路和图1a的rf电路的示例性装置的示意图；以及
21.图4是根据本公开的另一实施例配置的示例性装置的示意图。
具体实施方式
22.以下阐述的实施例表示使得本领域技术人员能够实践实施例的必要信息，并且示出了实践实施例的最佳模式。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念并且将认识到这里未特别提出的这些概念的应用。应该理解，这些概念和应用都落
入本公开和所附权利要求的范围内。
23.应当理解，尽管本文可以使用术语第一、第二等来描述各种元件，但是这些元件不应受这些术语的限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件，而不脱离本公开的范围。如本文所使用的，术语“和/或”包括相关联所列项目中的一个或多个的任何和所有组合。
24.应当理解，当诸如层、区域或基板的元件被称为在另一元件“上”或延伸“到”另一元件“上”时，它可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上或也可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接在”另一元件“上”或“直接”延伸“到”另一元件“上”时，不存在中间元件。同样地，应当理解，当诸如层、区域或基板的元件被称为“在”另一元件“上方”或“在”另一元件“上方”延伸时，它可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸或也可能存在中间元件。相反，当一元件被称为“直接在”另一元件“上方”或“直接在”另一元件“上方”延伸时，不存在中间元件。还应该理解，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，它可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
25.本文可以使用诸如“下方”或“上方”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语来描述如图所示的一个元件、层或区域与另一元件、层或区域的关系。应当理解，除了图中所示的取向之外，这些术语和上面讨论的那些术语旨在包括设备的不同取向。
26.本文使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并不旨在限制本公开。如本文所使用的，单数形式“一(a)”、“一(an)”和“该”也旨在包括复数形式，除非上下文另有明确说明。将进一步理解，术语“包括(comprises、comprising、includes和/或including)”在本文中使用时指定所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但是不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其群组。
27.除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。将进一步理解，本文使用的术语应被解释为具有与本说明书和相关领域的上下文中的含义一致的含义，并且除非在本文中明确定义，否则将不以理想化或过于正式的含义解释。
28.本公开的实施例涉及收发器电路和相关的射频(rf)电路。在本文讨论的示例中，rf电路耦合到收发器电路，该收发器电路被配置为产生包络跟踪(et)目标电压。rf电路包括跟踪器电路和功率放大器电路，跟踪器电路基于et目标电压以宽调制带宽(例如，高达160mhz)产生et调制电压，功率放大器电路被配置为基于et调制电压放大rf信号。值得注意的是，跟踪器电路可以具有固有的频率相关阻抗，其可以与放大器电路的负载电流相互作用以引起et调制电压的降低，这可以进一步导致rf偏移频谱中的频谱失真。这样，在收发器电路中提供电压补偿电路，并且该电压补偿电路被配置为在et目标电压中添加电压补偿项(例如，基于估计的负载电流)。通过将电压补偿项添加到et目标电压中，可以补偿et调制电压的降低，从而有助于减少rf偏移频谱中的频谱失真并提高放大器电路的线性度和效率。
29.在讨论本公开的收发器电路和相关rf电路之前，首先参考图1a-1e讨论rf电路的简要概述，以帮助理解与支持rf电路中的宽带宽调制有关的常见问题。下面参考图2开始讨论收发器电路和相关rf电路的具体示例性方面，其可以被配置为克服rf电路中的常见问题。
30.在这方面，图1a是示例性rf电路10的示意图，其中功率放大器电路12被配置为基于由跟踪器电路16产生的et调制电压v
cc
将rf信号14从输入功率p
in
放大到输出功率p
out
。功率放大器电路12可以被配置为基于功率放大器(pa)特性曲线18作为线性或非线性设备操作，这将在下面参考图1b进行讨论。
31.参考图1b，pa特性曲线18包括理论响应曲线20和实际响应曲线22，理论响应曲线20表示输出功率p
out
和输入功率p
in
之间的理论关系，实际响应曲线22表示输出功率p
out
和输入功率p
in
之间的实际关系。如图1b所示，功率放大器电路12可以被配置为在线性区域24或压缩区域26中操作。当功率放大器电路12在线性区域24中操作时，输出功率p
out
将与输入功率p
in
和功率放大器电路12的功率增益(g)线性相关，如理论响应曲线20所示。相比之下，当功率放大器电路12在压缩区域26中操作时，输出功率p
out
不再响应输入功率p
in
的增加。这样，可以通过et调制电压v
cc
控制输出功率p
out
。通常，功率放大器电路12可以在线性区域24和压缩区域26之间的非线性区域28中操作。在这方面，输出功率p
out
根据非线性区域28中的实际响应曲线22非线性地与输入功率p
in
相关。
32.返回参考图1a，跟踪器电路16包括固有源阻抗z
source
。在非限制性示例中，源阻抗z
source
表示当从耦合点30向跟踪器电路16看时由功率放大器电路12看到的组合阻抗。
33.在非限制性示例中，功率放大器电路12可以被建模为电流源。在这方面，源阻抗z
source
和et调制电压v
cc
可以在功率放大器电路12中产生负载电流i
cc
。如先前在图1b中所讨论的，功率放大器电路12可以在线性区域24、非线性区域28或压缩区域26中操作。当功率放大器电路12在线性区域24中操作时，负载电流i
cc
与et调制电压v
cc
不成比例(下文中称为“非比例负载电流i
cc_np”)。在这方面，负载电流i
cc
可以由非比例负载电流i
cc_np
支配。相比之下，当功率放大器电路12在压缩区域26中操作时，负载电流i
cc
与et调制电压v
cc
成比例(下文中称为“比例负载电流i
cc_p”)。在这方面，负载电流i
cc
可以由比例负载电流i
cc_p
支配。此外，当功率放大器电路12在非线性区域28中操作时，负载电流i
cc
可以包括比例负载电流i
cc_p
和非比例负载电流i
cc_np
两者。
34.跟踪器电路16可以包括电荷泵电路32和放大器34。电荷泵电路32耦合到电池电压v
bat
并且被配置为产生负载电流i
cc
，其可以包括直流电流和交流电流。放大器34接收电源电压v
batamp
，其可以从电池电压v
bat
导出。放大器34可以接收et目标电压v
target
并基于et目标电压v
target
产生et调制电压v
cc
。
35.值得注意的是，rf信号14可以被调制以跟随时变功率包络，其可以不时地产生更高的峰值功率。因此，跟踪器电路16需要以足够的电平提供et调制电压v
cc
和电流i
cc
，使得功率放大器电路12可以将rf信号14放大到对应于时变功率包络的更高的峰值功率的输出功率p
out
。例如，rf信号14可以具有超过28.5dbm的峰值功率，并且功率放大器电路12需要将rf信号14放大到超过26dbm的2类输出功率。如果功率放大器电路12具有45％的功率放大器效率(pae)并且et调制电压v
cc
为5v，则由跟踪器电路16产生的电流i
cc
将需要约为314.6ma。因此，放大器34需要采用足够大的输出级以产生所需的电流i
cc
。
36.图1c是提供图1a的rf电路10中的放大器34的输出级36的示例性图示的示意图。输出级36包括串联设置的第一晶体管38和第二晶体管40。第一晶体管38可以是p型场效应晶体管(pfet)，和第二晶体管40可以是n型场效应晶体管(nfet)。当电源电压v
batamp
施加到输出级36时，第一晶体管38和第二晶体管40可以产生寄生电容。这样，可以在输出级36中提供
一对平衡电容器c1和c2，以帮助平衡寄生电容。
37.如上所述，输出级36需要产生足够大的电流i
cc
，使得图1a的功率放大器电路12可以将rf信号14放大到对应于时变功率包络的更高峰值功率的输出功率p
out
。在这方面，第一晶体管38和第二晶体管40需要足够大，这又可以在操作期间产生更大的寄生电容。结果，平衡电容器c1和c2需要更大，以便提供更高的平衡电容以平衡增加的寄生电容。第一晶体管38、第二晶体管40和平衡电容器c1和c2的大小增加可以导致输出级36的更大的占用面积和更多的功耗。此外，由平衡电容器c1和c2引入的更高的平衡电容可以降低放大器34的转换速率，从而又降低放大器34的电压调制带宽。
38.返回参考图1a，源阻抗z
source
可以被建模为主要由输出电感l
zout
和输出电阻r
zout
确定，如图1d所示。图1d是示出图1a的跟踪器电路16的源阻抗z
source
可以通过输出电感l
zout
和输出电阻r
zout
建模的示意图。图1a-1d之间的共同元件在其中示出为具有共同的元件编号，并且在此不再重新描述。
39.源阻抗z
source
对et调制输出电压v
cc
的影响可以用下面的等式(等式1)表示。
[0040]vcc
＝v
target-l
zout
·
di
cc
/dt
–rzout
.i
cc
(等式1)
[0041]
如上面的等式(等式1)所示，源阻抗z
source
可以引起et目标电压v
target
和et调制电压v
cc
之间的电压偏差，当rf信号14以更宽的调制带宽(例如，高达160mhz)调制时，这可能恶化。此外，源阻抗z
source
可以增加rf电路10中的功耗。此外，当跟踪器电路16的输出级36中的平衡电容器c1和c2的电容增加时，源阻抗z
source
也可以增加，因此降低跟踪器电路16的转换速率并引起et调制电压v
cc
的进一步偏差。
[0042]
功率放大器电路12可以被配置为放大rf信号14以在时分双工(tdd)rf频谱42中传输，如图1e所示。tdd rf频谱42与rf偏移频谱44相邻，rf偏移频谱44可以位于tdd rf频谱42之上或之下，但是不与tdd rf频谱42重叠。
[0043]
rf偏移频谱44可包括下偏移频谱46l和上偏移频谱46u。下偏移频谱46l和上偏移频谱46u可以对应于相同或不同的带宽。例如，如果tdd rf频谱42具有100mhz带宽，则rf偏移频谱44可以具有在下偏移频谱46l和上偏移频谱46u之间等分或不等分的200mhz带宽。
[0044]
返回参考图1a，功率放大器电路12可以充当跟踪器电路16的电流源。值得注意的是，电流i
cc
可以具有宽电流频谱，其可以与源阻抗z
source
相互作用以降低et调制电压v
cc
并且由于频谱再生而在rf偏移频谱44中产生显著的能量含量。此外，当rf信号14以较宽的调制带宽进行调制时，源阻抗z
source
趋于增加，从而进一步降低et调制电压v
cc
并使rf偏移频谱44中的失真恶化。因此，可能需要控制源阻抗z
source
以帮助减少rf偏移频谱44中的失真(例如，噪声和纹波)。
[0045]
在这方面，图2是根据本公开的实施例配置以将电压补偿项δv数字地引入数字目标电压v
target_d
以帮助减少图1e的rf偏移频谱44的频谱失真的示例性收发器电路48的示意图。收发器电路48包括电压产生电路50，其被配置为接收多个数字幅度52并基于数字幅度52产生数字目标电压v
target_d
。收发器电路48还包括与电压产生电路50并联设置的电压补偿电路54。电压补偿电路54被配置为基于数字幅度52产生电压补偿项δv。在数字目标电压v
target_d
转换为et目标电压v
target
以在输出节点56处输出之前，电压补偿项δv与数字目标电压v
target_d
组合。
[0046]
如下面详细讨论的，可以基于估计的负载电流i
cc_e
(例如，图1a中的负载电流i
cc
的
估计)产生电压补偿项δv，以帮助补偿et目标电压v
target
的降低。因此，可以校正与由耦合到输出节点56的rf电路基于et目标电压v
target
产生的et调制电压v
cc
相关联的潜在失真。结果，可以减少图1e的rf偏移频谱44中的频谱失真。
[0047]
电压产生电路50包括目标电压查找表(lut)58，其可以是例如专用集成电路(asic)。目标电压lut 58可以包括用于存储与数字幅度52相关联的预定数字目标电压的存储元件(例如，寄存器)。目标电压lut 58还可以包括处理元件(例如，微处理器)以基于数字幅度52产生数字目标电压v
target_d
。
[0048]
电压补偿电路54包括负载电流lut 60，其可以是例如asic。负载电流lut 60可以包括用于存储与数字幅度52相关联的估计负载电流i
cc_e
的存储元件(例如，寄存器)。负载电流lut 60还可以包括处理元件(例如，微处理器)以基于数字幅度52产生估计的负载电流i
cc_e
。电压补偿电路54还包括滤波器电路62，其被配置为基于估计的负载电流i
cc_e
产生电压补偿项δv。
[0049]
收发器电路48可以包括电压组合器64，其被配置为将数字目标电压v
target_d
与电压补偿项δv组合以产生补偿的数字目标电压v'
target_d
。收发器电路48包括数模转换器(dac)66，其被配置为将补偿的数字目标电压v'
target_d
转换为et目标电压v
target
，并将et目标电压v
target
提供给输出节点56。dac 66可以被配置为产生et目标电压v
target
作为差分目标电压。收发器电路48还可以包括耦合在电压组合器64和dac 66之间的延迟电路68。
[0050]
收发器电路48包括信号处理电路70，其被配置为基于数字信号74产生rf信号72。在非限制性示例中，数字信号74(可以是数字基带信号)包括数字同相(i)信号76i和数字正交(q)信号76q。数字同相信号76i和数字正交信号76q分别对应于同相幅度i和正交幅度q。同相幅度i和正交幅度q共同定义了多个数字幅度收发器电路48可以包括组合器78，其组合数字幅度和数字参考信号80以产生数字幅度52。
[0051]
信号处理电路70可以包括存储器数字预失真(mdpd)电路82，其被配置为对数字同相信号76i和数字正交信号76q执行mdpd。信号处理电路70包括同相dac 84i和正交dac 84q，它们分别将数字同相信号76i和数字正交信号76q转换成模拟同相信号86i和模拟正交信号86q。信号处理电路70可以包括同相滤波器88i和正交滤波器88q，用于分别在期望的频带中通过模拟同相信号86i和模拟正交信号86q。信号处理电路70可以包括同相多路复用器90i和正交混合器90q，其被配置为将模拟同相信号86i和模拟正交信号86q转换到适当的频率(例如，载波频率或中频)。同相多路复用器90i和正交混合器90q可以被配置为基于由振荡器92提供的参考频率进行操作。信号处理电路70包括被配置为组合模拟同相信号86i和模拟正交信号86q以产生rf信号72的信号组合器94。
[0052]
可以在装置(例如，智能电话)中提供收发器电路48，以帮助减少图1e的rf偏移频谱44中的频谱失真，并改善装置中的放大器电路的线性度和效率。在这方面，图3是根据本公开的一个实施例的并入了图2的收发器电路48和图1a的rf电路10的示例性装置96的示意图。图1a、图2和图3之间的共同元件在其中示出为具有共同的元件编号，并且在此不再重复描述。
[0053]
跟踪器电路16耦合到输出节点56以接收et目标v
target
并基于et目标电压v
target
产生et调制电压v
cc
。功率放大器电路12，可以是单级或多级功率放大器电路，耦合到收发器电路48以接收rf信号72。功率放大器电路12还耦合到跟踪器电路16以接收et调制电压v
cc
并基
于et调制电压v
cc
放大rf信号72。
[0054]
如先前在图1a-1e中所讨论的，跟踪器电路16包括源阻抗z
source
，其可以被建模为主要由输出电感l
zout
和输出电阻r
zout
确定，并且可以影响et调制输出电压v
cc
，如上面的等式(等式1)所表示的那样。进一步根据图1a-1e中的先前讨论，源阻抗z
source
可以引起et目标电压v
target
和et调制电压v
cc
之间的电压偏差，当rf信号72以更宽的调制带宽(例如，高达160mhz)被调制时，这可能恶化。
[0055]
另一方面，功率放大器电路12可以被建模为跟踪器电路16的电流源。在这方面，源阻抗z
source
和et调制电压v
cc
可以在功率放大器电路12中引起负载电流i
cc
。如前面在图1b中所讨论的，功率放大器电路12可以在线性区域24、非线性区域28或压缩区域26中操作。
[0056]
取决于功率放大器电路12的pa特性(如图1b所示)，负载电流i
cc
可以包括非比例负载电流i
cc_np
和/或比例负载电流i
cc_p
。在这方面，负载电流lut 60可以被配置为产生估计电流i
cc_e
以包括估计的非比例负载电流i
cc_np
和估计的比例负载电流i
cc_p
两者。
[0057]
因此，滤波器电路62可以被配置为基于估计的负载电流i
cc_e
和一组估计的源阻抗脉冲响应z
source
(t)的卷积来产生电压补偿项δv(δv＝i
cc_e
(t)**z
source
(t))。更具体地，滤波器电路62可以通过基于估计的负载电流i
cc_e
和对应于rf电路10的估计的阻抗脉冲响应z
source
(t)执行卷积函数来产生电压补偿项δv。估计的阻抗脉冲响应z
source
(t)可以基于功率放大器电路12的设计/特性来确定。例如，可以基于高通滤波器和源阻抗z
source
的卷积来确定估计的阻抗脉冲响应z
source
(t)，源阻抗z
source
是基于rf电路10的设计/特性而已知的。
[0058]
功率放大器电路12可以被视为2-输入电路，其中2-输入电路分别对应于et调制电压v
cc
和负载电流i
cc
，负载电流i
cc
可以包括比例负载电流i
cc_p
和/或非比例负载电流i
cc_np
。在这方面，et调制电压v
cc
可以用下面的等式(等式2)表示。
[0059]vcc
＝h(s)*v
target-i
cc_p
*z
source-i
cc_np
*z
source
(等式2)
[0060]
在上面的等式(等式2)中，h(s)表示与跟踪器电路16相关联的电压传递函数。如等式(等式2)所示，et调制电压v
cc
可被视为包括对应于比例负载电流i
cc_p
的第一电压项v
term1
，以及对应于非比例负载电流i
cc_np
的第二电压项v
term2
。因此，等式(等式2)可以由下面的等式(等式2.1、等式2.2和等式2.3)代替。
[0061]vcc
＝v
term1
+v
term2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(等式2.1)
[0062]vterm1
＝h(s)*v
target-i
cc_p
*z
source
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(等式2.2)
[0063]vterm2
＝-i
cc_np
*z
source
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(等式2.3)
[0064]
在这方面，负载电流lut 60可以被配置为产生估计负载电流i
cc_e
，其包括对比例负载电流i
cc_p
的估计和对非比例负载电流i
cc_np
的估计两者。因此，滤波器电路62可以能够产生电压补偿项δv，以补偿与第一电压项v
term1
和第二电压项v
term2
两者相关联的et调制电压中的电压失真。
[0065]
假设如上面的等式(等式2.2)中所示的第一电压项v
term1
仅与比例负载电流i
cc_p
相关，则可以在下面等式(等式3)中表示et调制电压v
cc
。
[0066]vcc
＝h(s)*v
target
/(1+z
source
/r
icc
)(等式3)
[0067]
在等式(等式3)中，r
icc
呈现功率放大器电路12的等效电阻(r
icc
＝v
cc
/i
cc_p
)。这样，可以在跟踪器电路16中产生等于1/(1+z
source
/r
icc
)的电压校正项，以补偿与第一电压项v
term1
相关联的电压失真，同时仍然基于电压补偿项δv补偿与第二电压项v
term2
相关联的电
压失真。在这方面，图4是根据本公开的另一实施例配置的示例性装置96a的示意图。图1a、图2、图3和图4之间的共同元件在其中示出为具有共同的元件编号，并且在此不再重新描述。
[0068]
装置96a包括rf电路10a，其包括功率放大器电路12和跟踪器电路16a。跟踪器电路16a可以包括均衡器(例如，频率均衡器)98，其可以被配置为产生电压校正项以补偿与第一电压项v
term1
相关联的电压失真。
[0069]
装置96a包括收发器电路48a，其包括电压补偿电路54a。电压补偿电路54a包括耦合在负载电流lut 60和滤波器电路62之间的减法器100。减法器100被配置为从估计的负载电流i
cc_e
中减去比例负载电流i
cc_p
，以产生仅包括非比例负载电流i
cc_np
的修改的估计负载电流i'
cc_e
。因此，滤波器电路62被配置为产生电压补偿项δv以补偿与第二电压项v
term2
相关联的电压失真。
[0070]
本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这些改进和修改都被认为是在本文公开的概念和随后的权利要求的范围内。