专利名称:用于高清晰度电视接收机中的解调器的相位误差估计方法
技术领域：
本发明涉及一种用于解调高清晰度电视(HDTV)信号，例如适用于美国的VSB调制类型的载波恢复网络。
背景技术：
从以码元形式传送数字信息的调制信号中恢复数据通常在接收机需要三种功能用于码元同步的定时恢复、载波恢复(频率解调到基带)以及信道均衡。通过将接收机时钟(时基)同步到发射机时钟的处理来进行定时恢复。这允许接收的信号按时在最佳点被采样以减少与接收码元值的判决处理有关的限幅误差。在接收的RF(射频)信号被下变频到较低的中频通带(例如，基带附近)以后，通过将其移频到基带以允许调制基带信息的恢复来进行载波恢复。通过使改变信号传输信道中条件和干扰的影响被补偿来进行自适应信道均衡。这种处理一般使用滤波器，去除由传输信道的频率相关时变特性引起的幅度和相位失真。
发明内容
根据本发明原理，一个载波恢复网络响应一个接收信号的导频分量以及一个表示与主要数据信号一起传输的导频信号不希望的相位偏移的本地产生的相位校正控制信号来产生一个解调信号。该控制信号是一个接收信号预定分量和一个参考值之间的相关函数。
本发明提供一种用在处理接收的残留边带调制信号的接收机中的方法，所述调制信号包含由残留边带码元构象表示的数字导频载波分量和数字视频数据，所述数据具有由包括字段的一系列数据帧构成的数据帧格式，同步分量放在多个数据段的开始，每个数据段具有有关的段同步，所述方法的特征在于包括下列步骤产生表示所述数字导频载波分量的相位偏移误差的控制信号；以及响应所述数字导频载波分量的相位和所述控制信号来解调所述接收的信号其中所述产生步骤包括下面步骤作为接收信号的预定分量的值和参考值之间的相关函数来产生控制信号。
在说明的优选实施例中，通过将接收的同步分量与(a)一个参考同步值以及(b)该参考同步值的希尔伯特(Hilbert)变换进行相关来产生控制信号。
图1是一个包括本发明原理装置的高清晰度电视(HDTV)接收机一部分的方框图。
图2描述了一个用于美国ATSC(高级电视系统委员会)高清晰度系统的VSB(Vestigial Sideband，残留边带)调制信号的数据帧格式。
图3详细描述了根据本发明在图1中的载波恢复解调器网络。
图4是一个便于理解图1的解调器工作的示意图。
图5示出图1的解调器网络的另一部分细节。
具体实施方式
图1中，一个地面广播模拟输入HDTV信号由一个包括RF调谐电路的输入网络14和一个包括产生IF通带输出信号的中频(IF)处理器16以及适当的自动增益控制(AGC)电路处理。接收信号是一种如Grand Alliance推荐的、并且由美国的ATSC地面广播高清晰度电视标准采用的载波抑制8-VSB调制信号。这样一种VSB信号由一个一维数据码元构象来表示，其中只有一个轴包含将由接收机恢复的量化数据。为了简化该图，未示出用于同步所说明功能块的信号。
如1994年4月14日Grand Alliance HDTV系统规范中描述的，VSB传输系统传送具有如图2示出的规定的数据帧格式的数据。在抑制的载频上一个小的导频载波分量(导频音调)被加到发射信号上，以帮助VSB接收机的解调器获得载波锁定。参照图2，每个数据帧包括两个字段，每个字段包含832个多电平码元的313个段。每个字段的第一段称为一个字段同步段，其余的312个段称为数据段。数据段一般包含MPEG兼容的数据包。每个数据段包括一个四码元段同步分量，其后跟有828个数据码元。每个字段包括一个四码元段同步字符，其后跟有一个包含预定511个码元伪随机数(PN)序列和三个预定63个码元PN序列的字段同步分量，在连续字段的中间一个被反相。一个VSB模式控制信号(定义VSB码元构象的大小)跟随着上一个63 PN序列，其后跟有96个保留的码元和12个从先前字段拷贝的码元。在ATSC系统中，一个小的数字电平(1.25)加到数字基带数据外加同步信号的每个码元(数据和同步)上。它的作用是将一个小的同相导频分量加列数据信号上。在基带导频的数字相加提供了高稳定和精确的导频。导频的频率与抑制的载频相同。
继续看图1，由模数转换器19将来自单元16的通带IF输出信号转换为数字码元数据流。来自ADC 19的输出数字数据流被一个数字解调器/载波恢复网络22解调到基带。这可以通过一个响应接收的VSB数据流的导频分量的锁相环来得到。单元22产生一个如参照图3更详细描述的输出I相位解调码元数据流。
ADC 19响应采样时钟CLK采样输入VSB码元数据流。与ADC 19和解调器22相联系的是一个段同步和码元时钟恢复网络24。网络24从随机数据恢复每个数据帧的重复数据段同步分量。段同步分量用于重新产生一个适当的相位采样时钟。
单元28通过将每个接收的数据段与存储在接收机存储器中理想的字段参考信号进行比较来检测数据字段同步分量。除了字段同步以外，字段同步信号提供一个信道均衡器34的训练信号。单元30完成同信道NTSC干扰检测和抑制。然后，信号被信道均衡器34自适应地均衡，信道均衡器34能够以盲、训练和判决模式的组合形式工作。均衡器34可以是在GrandAlliance HDTV系统规范和1995年8月《IEEE消费者电器论文集(IEEETransactions on Consumer Electronics)》中W.Bretl等人的《用于Grand Alliance数字电视接收机的VSB调制解调器子系统设计(VSB Modem SubsystemDesign for Grand Alliance Digital Television Receivers)》的文章中描述的类型。均衡器34也可以是在1998年6月23日提交的Shiue等人的同时等审的美国专利申请序列号No.102,885中描述的类型。
均衡器34补偿信道失真，但是相位噪声随机地旋转码元构象。相位跟踪网络36消除来自均衡器34输出信号中存在的残留的相位和增益噪声。然后相位校正信号由单元40格构译码，由单元42去交错，由单元44Reed-Solomon纠错，并且由单元46去倒频(去随机化)。然后，一个解调的数据流由单元50进行音频、视频和显示处理。
单元22的解调由一个数字自动相位控制(APC)环路完成以获得载波恢复。锁相环利用导频分量作为初始捕获的参考，并且使用一个传统的相位检测器用于相位捕获。导频信号嵌入在接收的数据流中，它包含了呈现随机、类似噪声模式的数据。随机数据基本上被解调器APC环路的滤波动作所忽视。到ADC 19的输入信号是一个接近基带的信号，它的VSB频谱中心在5.38MHz，导频分量位于2.69MHz。在来自单元22的解调数据流中，导频分量被下移频到直流。
图3示出数字解调器22的详细情况。解调器22包括第一相位控制网络320、第二相位控制网络350以及相位校正信号发生器360。首先描述网络320的操作。
来自ADC 19的包含很低频率导频分量的8-VSB调制数字码元数据流施加到希尔伯特滤波器315，该滤波器将输入IF采样数据流分开为相互正交的相位分量“I”(同相)和“Q”(正交相位)。在自动相位控制(APC)环路中使用复数乘法器324将I和Q分量旋转到基带。一旦环路被同步，乘法器324的输出就是一个复数基带信号，该信号被网络350进一步相位调整，如将讨论的，从单元350产生最后的相位校正解调输出。来自乘法器324的输出I数据流用于抽取接收数据流的导频分量。来自乘法器324的输出Q数据流用于抽取接收信号的相位。
在相位控制环路中，Q信号被自动频率控制(APC)滤波器336滤波。高频数据(以及噪声和干扰)大部分被AFC滤波器抑制，仅剩下导频信号。在滤波之后，Q信号被单元338限幅以降低相位检测器340的动态范围要求。相位检测器340检测并且校正施加到它输入端的I和Q信号之间的相位差，得到输出相位误差信号，并由APC滤波器344，如第二阶低通滤波器滤波。由单元340检测的相位误差表示期望的接近直流的导频信号频率与接收的导频分量频率之间的频差。
如果接收的导频分量呈现出期望的接近直流的频率，AFC单元336不产生相移。输入到相位检测器340的I和Q信道导频分量将呈现出符合相互正交相位关系，因此相位检测器340产生一个零或接近零值的相位误差输出信号。然而，如果接收的导频分量呈现出一个不正确的频率，AFC单元336将产生一个相移。运将在施加到相位检测器340的I和Q信道导频分量之间产生一个附加的相位差。检测器340响应这个相位差产生一个输出误差值。
来自滤波器344的滤波的相位误差信号被提供到数控振荡器(NCO)348，该振荡器本地重新产生导频分量用于解调接收的数据流。与NCO 348相联系的是正弦和余弦查阅表349，用于响应来自单元340和344的相位控制信号重新产生导频音调。单元349的输出被控制直到乘法器324的I和Q信号输出导致由检测器340产生的相位误差信号基本上为零为止，从而指示解调的基带I信号出现在乘法器324的输出端。
如上所述，在接收的VSB调制信号的导频分量被频率和相位锁定环路(FPLL)跟踪，以及恢复的导频用于外差接收的频谱下降到基带。当多径或“重影(ghost)”分量出现在接收频谱时，由锁相环跟踪的载波是由主路径载波分量和多路径分量的叠加产生的合成音调。这在图4中进行了说明。如图4所示，多径失真在导频产生一个相位偏移或相位跟踪误差，使得该导频没有呈现出对应于该数据的正确的解调相位。这样，用于外差的参考导频具有一个相对于主路径载波的相位偏移，因此经过外差处理，基带主路径信号接收一个相位旋转。一个随后的信道均衡器，如图1的单元34可能补偿导频相位偏移的影响。然而，这个偏移可能导致均衡器使用一个过大的动态范围来校正导频相位偏移，或它可能导致均衡器变得不稳定。通过根据本发明特性的方法和装置可以去除由导频相位偏移产生的额外负担。
图3的网络350和360用于解决导频相位误差的问题。具体讲，第二相位控制网络350包括一个附加的相位旋转网络(乘法器)，该旋转网络可以独立于导频相位旋转恢复的信号。这允许在数据被均衡器34处理之前导频相位偏移从恢复的数据中除去。因此均衡器不必补偿导频相位偏移，它允许使用比原来要求较少复杂性的均衡器设计。相位校正信号发生器360产生一个由相位控制网络350使用的相位偏移控制信号来补偿导频相位偏移。
在说明的优选实施例中，载波恢复网络使用两个旋转器(乘法器)324和356，它们响应接收的I、Q信号。旋转器324与响应导频分量的网络320的相位控制环路相联系。另一个旋转器单元356与另外响应一个组合信号的控制网络350相联系，该信号通过将从网络320的相位控制环路得到的信号与一个表示不希望相位失真的估计的相位偏移控制信号组合而产生，这种失真如导频信号中的多径(重影)失真。网络360通过将接收的段同步值与参考段同步值和该参考段同步值的希尔伯特变换相关来产生相位偏移控制信号。
更准确地说，网络350的乘法器356从滤波器315接收相互正交的相位I和Q信号。网络350还接收来自网络320的锁相环中振荡器348的输出作为输入。这个信号在加法器352中与由网络360产生的相位偏移控制信号相组合以补偿导频载波的相位偏移。加法器352的输出信号是相位补偿的信号，它施加到查阅表354用于提供相互正交相位的输出信号到复数乘法器356(第二旋转器)。查阅表354和乘法器356以如同网络320中查阅表349和复数乘法器(旋转器)324相同的方式工作。乘法器356提供I和Q相位输出信号。如图1所示，补偿接收导频载波的相位偏移的“ I”相位输出信号施加到单元24和28，并且最后施加到均衡器34。因为导频载波中多径引起的相位偏移已经被网络320，350和360的共同作用大大地减少或消除，有益的是均衡器不需要补偿这样的偏移。在这个例子中没有使用复数乘法器356的第二个输出端，在这个输出端将出现“Q”相位信号。
ATSC数字电视调制方案使用如图2解释的数据字段/帧格式。每个数据帧由一个字段同步分量分开的两个数据字段组成。每个组成的数据字段包括多个数据段，每个数据段由一个段同步分量开始。这些同步分量占据数据流中已知的、固定位置，并在以下的讨论中称为同步或同步分量。在接收的VSB调制数据流被解调到基带以及同步分量恢复(它们的位置被识别)以后，网络360对恢复的段同步分量与公知的段同步幅度值和公知的段同步幅度值的希尔伯特变换进行相关处理。如公知的，希尔伯特变换产生一个施加的输入信号的正交相位形式。如下所述，处理相关的值以获得相位偏移控制信号。字段同步分量和它的变换也可以由相关函数使用。
网络360包括第一和第二输入相关器362和363，它们都接收作为输入的接收的基带段同步样本。相关器362另外从本地存储器接收常数段同步值“S”，相关器363另外从本地存储器接收希尔伯特变换的常数段同步值“H(S)”。单元362产生的相关性产生由下列表达式定义的输出值IcIc＝Gc|S|2cosΦ这里|S|2是公知的同步分量与其本身相关的结果，Gc是一个任意增益因子。单元363产生的相关性产生一个由下列表达式定义的输出值IsIs＝Gs|H(S)|2sinΦ这里|H(S)|2是公知的同步分量的希尔伯特变换与其本身相关的结果，Gs＝Gc。导频相位跟踪误差由符号Φ表示。
相关器362和363的Is和Ic输出由网络365处理，产生数学值Is/Ic，或者Is/Ic＝|H(S)|2/|S|2×(sinΦ)/(cosΦ)表达式|H(S)|2和|S|2的值是公知的，因为它们是公知的同步分量值的函数。通过在乘法器366将|H(S)|2/|S|2项乘以它的逆(一个存储常数)来消去上面表达式中的这一项，在乘法器366的输出产生下列表达式Is/Ic＝sinΦ/cosΦ＝tanΦ，使得Φ＝tan-1(Is/Ic)Is/Ic项是一个数字值，它用在tan-1查阅表367中来确定偏移相移Φ的值。来自查阅表367的输出值施加到锁存器368，例如D型触发器的“D”输入端。当段同步已经被定时恢复单元24(图1)恢复时锁存器368的使能输入端EN接收一个本地产生的同步位置检测信号。虽然监控段同步定时恢复网络24的操作的本地微处理器也能提供这个信号，但在这个例子中由单元24提供同步位置检测信号。同步位置检测信号启动锁存器367工作以输出在它的D输入端接收的相位偏移信号到网络350，用作上面讨论的相位偏移控制信号。
来自网络350的解调的I信道数据流施加到如图1所示的段同步和码元时钟恢复单元24以及字段同步检测器28。当重复的数据段同步脉冲由接收数据流的随机数据模式恢复时，通过重新产生一个适当的相位码元采样时钟，段同步用于获得适当的码元定时。
下面是导频相位偏移估计器网络360操作的更详细的描述。施加到相关器362和363的输入信号的形式为I(n)＝x(n)cosΦ-x′(n)sinΦ，这里x′是x(n)的希尔伯特变换，要被校正的导频载波相位偏移误差是Φ。对于ATSC系统的多码元段同步模式表示为S，如讨论的，它的希尔伯特变换表示为H′(或H′(s))。相关S和S′产生lc＝|S|2cosΦ和ls＝-|S′|2sinΦ。因为S和S′是常数，所以可以看到ls/lc与-CtanΦ成正比，这里C是一个常数。对于例如-90和+90度之间的Φ值，tanΦ趋进于Φ，使得Φ近似等于-(ls/lc)×(1/C)。对于Φ的较小值，lc大于零，所以忽略因子lc×C，得到Φ近似等于-ls的某一正比例因子。
因为四个码元段同步模式一般具有码元值+160-160-160+160，归一化S′为+1和-1值产生相应于标称的段同步模式的S′＝+1-1-1+1。这种归一化将ls、lc相关处理简化为加法处理，因此相位偏移误差Φe近似等于Φe＝-S0-S1+S2+S3，这里S0、S1、S2和S3表示组成一个段同步模式的四个码元。例如，为了减少Φe计算中噪声和多径的影响，各个同步码元S0、S1、S2和S3的每一个在一个包括64个连续的段同步模式的预定间隔T平均，以后，根据下面的表达式产生一个相关值e′e′=-S0′-S1′+S2′+S3′T]]>这个值在时间上(例如，64个段同步间隔)求和并且按一个预定比例因子G来改变比例以产生一个最后的估计值“e”。比例因子G根据经验来确定并且设置跟踪带宽。
通过图5所示的布置说明上述的处理。在图5中，通过如所示布置的单元512、513、514、515、525和528构成一个输入加法器网络。与加法器网络有关的是延迟元件518、519、520和521。每个延迟元件表示一个码元延迟。在单元530中加法器525的输出与加法器528的输出相减地组合。组合器530的输出由单元532处理以产生上面表达式中的值e′。单元532用前面处理期间求和的段同步分量(64)的数量来除，因此产生一个期望的同步幅度。以后，值e′由加法器534和相关的码元延迟器535处理，并且由单元538按比例改变以产生最后的误差估计e。在每个间隔T的结尾复位输入加法器网络。
权利要求
1.一种用在处理接收的残留边带调制信号的接收机中的方法，所述调制信号包含由残留边带码元构象表示的数字导频载波分量和数字视频数据，所述数据具有由包括字段的一系列数据帧构成的数据帧格式，同步分量放在多个数据段的开始，每个数据段具有有关的段同步，所述方法的特征在于包括下列步骤产生表示所述数字导频载波分量的相位偏移误差的控制信号；以及响应所述数字导频载波分量的相位和所述控制信号来解调所述接收的信号；其中所述产生步骤包括下面步骤作为接收信号的预定分量的值和参考值之间的相关函数来产生控制信号。
2.如权利要求
1所述的方法，其特征在于所述接收信号的预定分量是接收信号的段同步分量。
3.如权利要求
1所述的方法，其特征在于所述产生步骤包括下面步骤将接收的同步值与参考同步值进行相关处理；以及将所述接收的同步值与变换的参考同步值进行相关处理。
4.如权利要求
3所述的方法，其特征在于所述变换的参考同步值是希尔伯特变换值。
5.如权利要求
3所述的方法，其特征在于所述接收的同步值是接收信号的段同步分量。
6.如权利要求
3所述的方法，其特征在于所述接收的同步值是接收信号的段同步分量；以及所述产生步骤包括下面步骤将接收的段同步值与参考段同步值进行相关处理；以及将所述接收的段同步值与变换的参考段同步值进行相关处理。
7.如权利要求
6所述的方法，其特征在于所述变换的参考段同步值是希尔伯特变换值。
专利摘要
一个用于处理包含地面广播高清晰度电视信息和导频分量的VSB调制信号的接收机包括一个产生解调基带信号的载波恢复网络(22；图3)。例如，载波恢复网络还响应表示由于多径失真导频信号的不希望相位偏移的本地产生的控制信号(相位偏移；360)。在解调信号被均衡之前，控制信号用于补偿导频相位偏移。通过将接收的同步值与参考同步值(362)和参考同步值的希尔伯特变换(363)相关来产生控制信号。载波恢复网络信号的输出被相位补偿两次。
文档编号H04L27/06GKCN1172526SQ00131674
公开日2004年10月20日 申请日期2000年10月19日
发明者阿伦·R·鲍伊利特, 阿伦 R 鲍伊利特 申请人:汤姆森特许公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan