专利名称：对数字调制数据信号的解调方法
技术领域：
本发明涉及用于接收数字调制信号的无线接收机，和更具体地讲，是涉及对数字调制数据信号进行解调或解码的方法。
背景技术：
各种数字调制方法包括纯相位调制方法，其中信号的相位角传送数字信息，信号的幅度是不起作用的；幅度调制方法，其中信息是通过幅度电平的改变进行传送的；和混合方法。即使利用纯相位调制的方法，当信号通过一个受到诸如回声或时间弥散损伤的信道时，所接收的信号将具有取决于以信息比特为基础的幅度变化。在这些环境中，具有良好性能特性的特定检测方法使在信号幅度变化中的信息得到利用。每当利用幅度变化传送信息时，在接收机中某些标定总是需要的，以消除通过任意传播路径时在发送机和接收机之间任意的幅度变化。
这种标定是利用在接收机中的自动增益控制(AGC)实现的。在判断中出现了一个难题，即是AGC系统应当快速还是慢速适应在接收信号中的可察觉的变化；如果太快，传送信息的幅度变化被部分地去掉；如果太慢，该接收机将无法适应，例如，由于移动的接收机改变位置产生的传播路径改变的变化。
在模拟AM接收机中已经使用了大约60年的原始模型的AGC系统，是基于通常发送的信号的幅度值均等地高于和低于一个平均值的信息调制。借助于流动平均计算，即低通滤波器，通过检测接收信号的平均值，可以判断在检测器中的平均接收信号电平是否处于所希望的范围，和如果不在所希望的范围，在接收机中的一些放大级或各个级的增益被增加或降低，使所检测的平均值处于所希望的范围内。
此外，现有技术系统存在涉及最佳时间常数、阈值、静带的选择或不同放大级的增益控制的分配的问题。近来，由于各种数字信号处理器件的出现，给予设计者在微处理器程序中实现最佳AGC策略的更大灵活性。
随着雷达的发展，已经明显地看出，公知的AGC方法是难以进行操作的，因为它不可能事先预测从目标返回的回波的强度，以便决定适当的接收机增益。而创造出一种称为对数放大器的接收机和检测器类型。这种类型的接收机包括一个累进饱和(限制)放大器和检测级链，其中检测器的各输出被相加。各弱信号仅可能操作在该放大链的末端的检测器。随着信号电平的增强，这个最后的放大器和检测器饱和，而前面的级开始贡献输出，和依此类推。因此，每次输入信号增加等于每级的放大量的一个因子时，该装置在相加的检测器的输出信号中给予一个单位递增，因此呈现对数特性。从而，这样的接收机不必为了在信号输入宽动态范围上工作而采用AGC。
另外一种使用在跳频接收机中的不同的AGC原理被称为存储AGC。当接收机在跳频处理器的控制下周期性有次序地或伪随机地操作在多个频率信道上时，在不同频率上的不同传播损耗可以要求其增益是按照所选择的频率进行控制的。这可以利用数字增益可编程放大级来实现，其中对于每个选择的频率的增益设置是从一个存储器调出的。当在所选频率上接收到一个信号“跳动”或脉冲时，增益设置被更新和相对于该频率被写回存储器，使得该更新值将在下次再被利用。有时可以设计出，根据对一个频率作出的观测对将被利用在其它各个频率的增益部分地更新的策略，以保证增益可以足够快地自适应，甚至于当每个信道并不经常从大量信道选择的情况下。
另外一个不同的涉及雷达对数放大器技术的AGC原理描述在名称为“对数极坐标信号处理(Logpolar Signal Processing)”的美国专利No.5048509中，援引于此以资参考。具有相位角和幅度两者的无线信号要求一对数字序列来全面地描述它。通常，使用笛卡儿座标表示，其中无线信号由X(余弦或同相分量)与Y(正弦和正交分量)来描述。
通过与余弦基准信号和正弦基准信号相乘，该雷达信号将被分解为它的I和Q分量，平滑该结果信号和然后将其数字化，用于后续的数据处理。在该常规的方法中，AGC被要求在该数字化点上信号电平保持在模数变换器的动态范围最佳部分内。
在上面专利所描述的方法中，没有使用笛卡儿座标表示，而是采用极座标表示，其中信号幅度的对数是通过数字化雷达型对数接收机的检测器的输出确定的，同时利用数字化最后放大级的饱和输出得到相关的相位值。在这种方法中，在确定AGC标定前，数字化一个无线信号保持它的全部矢量特性是可能的。用于对其幅度变化中包含有信息的信号进行最佳解调的该标定可以由数字信号处理器的后处理中予以确定。
在接收机中与AGC密切相关的问题是自动频率控制(AFC)。AFC的目的是去除与发送机和接收机频率不精确或由于相对运动造成的多普勒频移相联系的频率误差，否则这些因素将会影响由频率或相位调制所传送的信息的提取。与AGC系统设计一样，在AFC系统设计中存在着一个类似的矛盾，即如何分离由未知信息引起的变量，该未知信息将由其它变量源确定。美国专利No.5136616描述了一种方法，根据这种方法若干AFC控制值的先决条件结合以接收信号为基础的数据调制序列的相应先决条件一起被保持，随着判决哪个相关数据序列最近似是正确的，该各个AFC值被进行保持和更新或放弃。
发明公开的概要本发明的一个实施例的目的是通过对应于不同假定的发送数据码型保持AGC参数的多个值，和与判决数据码型最近似于已经被发送的码型的同时，作出关于哪个AGC参数要保持和更新或放弃的判决，来克服现有技术最的问题。
按照本发明的一个实施例，公开了用于解码或解调所接收的数字数据调制信号的方法。首先，接收的信号被从模拟变换为数字形式，得到数字信号样值。然后该各数字信号样值利用一个与每个符号序列相关的标定因子，对每个可能的符号序列的数字，与期望的样值相比较，以便确定对于每个序列的失配值。那么该失配值在逻辑上自洽。然后，从上述各个序列的范围内挑选最低累积量失配值，上述各序列可以是在逻辑上在一个新的序列之前，将该失配值与该新序列的失配值进行累加，其中所选择的失配值识别一个最佳的前导序列。然后选择与该最佳前导相关的标定(scaling)因子和该标定因子被更新以得到将与新的序列相关的标定因子。
附图简述对于本专业的技术人员来说，从下面结合附图对说明书的描述中本发明的这些和其它的特点和优点将是显而易见的，其中
图1表示按照本发明的对于二进制符号的一种16状态MLSE解调器；图2表示按照本发明一个实施例的利用对数极座标(logpolar)算法的MLSE解调器；图3表示按照本发明一个实施例的对数极座标度量计算机；图4表示按照本发明的另外一个实施例的另外一个对数极座标度量计算机；图5表示按照本发明一个实施例的具有每状态AFC和AGC的MLSE解码器；图6表示按照本发明一个实施例的用于组合AFC和AGC的对数极座标度量计算机。
本公开的详细描述本发明主要试图被应用在蜂窝通信系统，虽然本专业的技术人员将懂得本发明可以用在其它各种通信应用中。
本发明涉及用于接收数字调制信号的接收机，在其中各个数据符号是利用相应的发送信号波形来传送的，和其中由于或者在发送机中由于限制发送频谱的目的设置的人为滤波，在接收机中由于消除干扰信号目的设置的人为滤波，或者由于在传输路径中来自各个反射目标的各个回波的突发恶化，使接收的波形可能遭受符号间干扰(ISI)，使得所接收的样值不仅取决于一个单一的发送的数据符号，而取决于几个相邻的符号。换言之，该传输信道使其中的各个符号变得彼此模糊不清。这使得可以利用取决于数据的幅度调制以及相位调制接收纯相位调制信号，和类似地，纯幅度调制信号可以利用附加的相位调制被接收。数据调制可以利用各种方法实现，诸如相移键控、正交相移键控、最小移频调制、高斯滤波最小移频调制、多电平幅度、相位或频率调制、多电平正交幅度调制、脉冲激励正交幅度调制、和Pi/4旋转正交相移键控。
公知的对经受这些效果的信号解调的方法使用了调制数据源与解调器之间的总的传输路径的模型。该模型用于预测对于所有可能的数据符号序列的接收信号样值的相位和幅度，即，复数矢量值。然后该预测与实际接收的信号样值进行比较和判决哪个假设的数据符号序列给出最佳匹配。
需要被考虑的可能数据序列的数目是有限的。如果一个给定的符号仅遭受来自最近邻的各符号的ISI，则在预测一个接收信号符号时仅考虑所有可能的三位符号(Symbol triple)就足够了。当利用二进制符号时，从而将存在着8个可能的组合要考虑。当利用四元调制时，将存在64个可能的组合要考虑。
对于一个三位符号的判决必须与它所覆盖的三位符号一致。例如，如果前面的三位已被判决为是011或111，则该二进制三位符号110仅可以在逻辑上被判决为最佳的和后面的被判决为100或101，因为三个三位覆盖表示为如下前面的011或 111 111或 011当前的 110 110 110 110后面的 101 101或 100 100对于三个连续的三位可能独立采取8×8×8＝512个可能的判决，仅2×8×2＝32个逻辑上是一致性的。
一种连续最大或然率序列估算算法，通常称为维特比算法，利用上述各个限制可以用于确定最佳的逻辑上一致的符号序列。从上面的描述可以看出，在二进制的情况下，对于每个新的三位仅存在两个允许的前导三位。维特比算法利用称为路径度量的保持成绩(score)进行操作，该保持成绩是对于代表预测信号样值与接收信号样值之间数据的累加失配的8个可能符号的三位而言的。当新的预测与新的符号样值进行比较时，新的失配仅利用它的两个可能的前导的较低的路径度量进行累加，结果成为对于新的一组8个符号序列之一的新的路径度量。事实上，对于信号样值取决于3比特的情况下，这种路径度量的较低的可以被预先计算，使得仅4个值将被进行存储。一般来说，维特比算法保持称为“状态”的MN-1个候选符号序列，其中M是以字母表示的不同符号值的数和N是每个信号样值所依赖的符号数。
按照本发明的用于二进制的16状态MLSE解调器的图示表示被表示在图1。若干电子存储器件被按称为状态的组进行安排，各个状态数是2(n-1)，其中n是每个信号样值所依赖的连续的数据符号。这还称之为该信道的脉冲响应长度。对于每个状态的存储器保持三个不同类型的信息，所谓的与每个状态相关的比特历史，与每个状态相关的路径度量，和与每个状态相关的AGC或标定参数。直接存储(n-1)比特的状态数是不需要的，因为它隐含在存储器中的数据位置上。
MLSE解码器的重要部分是信道模型和发送机调制处理的适当部分，该适当部分被用于预测对于一个发送的给定的符号序列应接收什么样的信号样值。经常调制处理是线性的，且该处理和该信道可以由线性组合表示R(i)＝C0·S(i)+C1·S(i-1)+C2·S(i-2)…+C(n-2)·S(i-n+2)其中C0、C1、C2…C(n-2)是n-2个复数系数和S(i)、S(i-1)等是n-2个值为+1或-1的连续发送的比特。R(i)是对于该各比特的组合的预测复数接收样值。系数C0…C(n-2)通常是由发送事先接收机知道的数据符号的训练模式建立的。这个同步码或训练模式建立信道模型所需要的复数系数，这种系数或者在一个传输的开始，或者是在传输期间的有规律的各间隔上建立的。但是，有可能该信号电平讲在这些间隔之间偏移，使得各预测将开始在幅度上与接收的样值不同。
在图1的16状态例子中，信道模型预测接收的I，Q值，将要取决于5个连续符号，4个隐含在状态数字中和一个可以是0或1的尚不确定的新的符号。该预测值与接收值进行比较和该方差和(sum-squaredifference)按照下式进行计算(Ip-Ir)2+(Qp-Qr)2其中下标p代表预测值和r代表接收值。这个平方和失配被加到相对于该状态存储的累积失配上并与状态数据中仅最高有效比特位不同的一个类似计算值进行比较。这是向左移位一个位置并移出影响I，Q值的5比特窗口的一个比特。当状态数据0abc和1abc左移到一个新的比特‘d’时，它们两者均产生新的状态数据abcd并判断两个原始状态的累积路径度量的哪一个加上一个新的平方和失配将产生新的状态数据abcd的累积路径度量。该判断是按照上述比较结果作出的，该前导状态被选择为给出较低路径度量的状态。除了从一个选择的前导状态导出新的路径度量外，状态数据的左侧历史(即，比该状态数据老的各比特)也被从所选择的前导状态考贝到新的状态上。这保证了相对于该状态存储的比特序列与相对于该状态存储的路径度量相一致，即，该路径度量真正是该相关比特序列的结果。
利用在两个比较状态0abc和1abc与或0或1的新的比特d中选择abc，通过这个方法计算对于所有16个状态的新的值，并完成解调一个信号样值的算法的一个迭代。现在将以一步一步的方式描述上面所描述的处理。
对于第一个状态，编号为0000，假设新的比特还是0。因此，00000项被施加到信道模型上，得到设定00000被发送将期望被接收的I，Q值。实际接收的I，Q值与上述计算的值进行比较并计算平方和失配。该平方和失配被加到对于状态0000的路径度量上，以得到对于新的0000状态的路径度量的两个候选值之一。
现在；利用状态1000，假设一个新的0重复上述的操作，以得到对于新的路径度量的第二个候选值。然后比较两个路径度量的候选值并现在较低的路径度量。来自选择的前导状态，即，0000或1000的比特历史，然后变为对于新的0000状态的比特历史。此外，该符号历史被左移一个位置和该前导状态的最高有效位变移入该第一位置。
在假设新的比特是1的情况下，整个过程被重复。这导致一个新的状态0001，它也具有可能的前导0000和1000。
对于每对前导，诸如0001和1001(导致新的状态0010和0011)，0010和1010(导致新的状态0100和0101)，0011和1011(导致新的状态0110和0111)等重复该全过程。
在一个上述这样的迭代的结束，一个接收的I.Q样值已经被处理和一个额外比特已经被解调。由于当一对被选择的状态之一被选择继续存在时比特历史重写其它比特历史的方法，在比特历史存储器中老的比特将会聚在一个比特上。如果在所有比特历史中最老的比特一致，则十分清楚，再没有不明确的判断和它可能被提取作为最后的判决，缩短比特历史一个比特。如果在可用比特历史存储器充满前这种情况没有发生，则通常的处理是从具有最低的累加度量的状态选择最老的比特作为最后的判决，从其它状态中排除各最老的比特。但是，可代以其它方案，诸如存储在历史存储器的各指针构成一个链路表，从该表任何状态的历史都可能被追溯。
上述算法仅在只要被利用于信道模式中的系数预测接收的I，Q值仍然是有效的情况下进行操作。美国专利No.5136616和5093848建议了在解调期间对于信号相位偏移校正预测或接收值的技术，该漂移不校正将会导致预测值从接收值偏离，从而失去功能。在这些专利中，在每个状态中被建议存储有一个相位校正值。这些值被用于使预测或接收的I，Q值彼此相对角度旋转，以校正相位的偏移。此外，建议该相位校正值每当一个样值经处理后，在一个方向上和由一个量进行更新，使对于接收样值的预测度更好。对于每个状态需要一个单独的相位校正值，因为仅一个状态保持该接收数据序列的真正假设，其它的则存在误差，但是尚有足够的信息通知哪个是未被处理的真正的假设。因此一个相位值仅在比特序列假设在其相关状态数据是真的假设条件下可以被更新。当一对状态被选择为一个新的状态的优选前导时，该相关的相位校正值也被选择为对于该新的状态的相位校正值，并被更新。以这种方式，与保持真正序列的状态相关的相位校正值将被计算和利用真正的比特序列被更新。对于所有的状态，将通过利用它们是正确的假设下在对相关历史中的各比特值进行更新产生相关的相位校正值。每个相位校正值是通过这种手段保持与相对于它的相关状态存储的其它单元相一致的，在该相关状态中它们都基于相同的相关比特序列是真的假设。
在本发明中，类似的技术被用于校正接收信号的幅度偏移。一个“AGC因子”或标定因子相对于图1所示的每个状态进行存储。AGC因子被用于在比较期间标定接收信号或预测值，以便减小失配。在这个处理期间，该AGC因子在一个方向上和在一定量上被更新，从而将进一步减小失配。下面将描述这种过程。
当一个标定因子“a”被施加到接收值Ir，Qr时，平方失配是(Ip-a·Ir)2+(Qp-a·Qr)2……(1)通过对“a”进行微分和使等于0，“a”的最佳值为a＝(IrIp+QrQP)/(IrIr+QrQr)……(2)如果信号和预测都以(Rr，Ar)(Rp，Ap)形式的极座标表示，对于“a”的表示变为a＝Rr/Rp×cos(Ar-Ap)或LOG(a)＝LOG(Rr)-LOG(Rp)+LOGCOS(Ar-Ap)这种表示很好地适合采用对数极座标信号处理。
当标定因子“a”被施加到预测值时，平方失配为(Ir-a·Ip)2+(Qr-a·Qp)2……(3)通过对“a”进行微分和使等于0，“a”的最佳值为a＝(IrIp+QrQP)/(IpIp+QpQp)……(4)如果信号和预测都以(Rr，Ar)(Rp，Ap)形式的极座标表示，对于“a”的表示变为
a＝Rp/RrCOS(Ar-Ap)或LOG(a)＝LOG(Rp)-LOG(Rr)+LOGCOS(Ar-Ap)这种表示很好地适合于采用对数极座标信号处理。
但是，对于这两种方法都存在优点和缺点。第一种方法的缺点是分母IrIr+QrQr可能变为0，因为Ir和Qr遭受接收机的噪声。信号衰落时，利用标定因子使Ir和Qr值被增加，使得噪声较大信号对度量的贡献刚好与以前那么多，这也可能被认为是一个缺点。另一方面，第二个方法从该信号的衰落部分减少了度量的贡献，但是有可能太多，使得衰落信号被不正确地解码，甚至在它的信噪比仍然是良好的情况下。
因此，提出一个在其中信号和预测值两者在相反方向上被标定的度量。该度量为(a·Ir-Ip/a)2+(a·Qr-Qp/a)2……(5)当通过对“a”进行微分和使等于0，“a”的最佳值为a4＝(Ir2+Qr2)/(Ip2+Qp2)＝Rr2/Rp2或LOG(a)＝[LOG(Rr)-LOG(Rp)]/2……(6)如果失配表示式(5)以极座标表示，该方程变为a2Rr2+Rp2/a2-2.Rp.Rr.COS(Ar-Ap)……(7)第一项对于所有状态数据是相同的，因此不影响最佳前导状态的选择，从而该项可以被从度量计算中忽略。但是，在一系列处理周期的末尾，为了形成真正的最后的度量值，可以在单独的存储器中累积这一项。
第二项可以进行计算，给出LOG(a)和以极座标形式的预测ANTILOG{2[LOG(Rp)-LOG(a)]}……(8)该ANTILOG函数可以通过只读存储器中的查表装置在实际机器中实现。
最后一项可以按下式计算ANTILOG{LOG(Rp)+LOG(Rr)+LOG2COS(Ar-Ap)}……(9)函数LOG2COS也可以按照该角度的两倍余弦算法的预计算值的查表来实现。
由表达式(6)给出的“a”值是一个瞬时值，但是瞬时值不是用于计算表达式(7)的最佳值。如果瞬时值被从表达式(6)替换到表达式(7)中，则将发现“a”给抵消了，这样不需要AGC因子了。而一般来说，这是一种标定的可替换的方法，即，定义一个幅度不变的度量，其性能是不如当利用“a”的平滑值来代替计算表达式(7)中的瞬时值的情况下。
利用表示在状态数“k”中“a”的当前平滑值为a(k，n)和更新值为a(k，n+1)，一个适宜的更新方程变为a(k，n+1)＝a(k，n)+(a-a(k，n))/2m其中“a”是通过方程(6)计算的值和2m的选择是为了简化右移“m”位置的划分。“m”值确定解调器如何快地适应信号幅度的变化，在使用对数极座标的情况下，保持方程(8)需要的LOG(a)的值是适宜的。
通过记在状态“k”的当前算法为La(k，n)和通过记下一个值为La(k，n+1)，一个适合的更新方程变为La(k，n+1)＝La(k，n)+(LOG(a)-La(k，n))/2m通过从方程(6)替换LOG(a)，该方程变为La(k，n+1)＝La(k，n)+(LOG(Rr)/2-LOG(Rp)/2-La(k，n))/2m……(10)这个方程可以利用仅具有加法、减法和移位的定点算法的数字逻辑来实现。
对于选择对数极座标的实施例而言，图2表示当对数极座标预测值Lp＝LOG(Rp)和Ap和对数AGC值La(k)被分配给它们的各个相关状态时的解调器的结构。对于每个状态预测幅度LOG(Rp)的对数所给出的示范值假设XXXX.XXXX格式的Rp的自然对数的8比特整数表示，同时相位角Ap假设，由整数值0到127表示0到2π的范围。AGC值LOG(a)表示式是与LOG(Rp)一样的。
现在将参照图3描述利用图2结构的解码器的操作。假设，利用例如一个已知的解调器训练模式的发送，对于所有可能的5比特序列已经建立了对数极座标的预测值LOG(Rp)，Ap。
对于第一个状态(0000)，假设新的比特是0和对于新的比特等于0的情况下选择一对预测值LOG(Rp)，Ap并与来自状态的和接收的对数极座标信号值LOG(Rr)，Ar的AGC值LOG(a)一起施加到对数极座标度量计算机。
度量计算机20借助于方程(7)，(8)和(9)以及ANTILOG和LOG2COS的查表计算平方和失配。该失配被加到对于状态0000的路径度量上，以得到对于新的0000状态的路径度量的两个候选值之一。度量计算机20例如利用方程(10)还产生一个更新的候选AGC值。
以一个新的0的假设，利用状态0000上述操作被重复，以得到对于新的路径度量的第二候选值和对于更新的AGC值的第二候选值。
然后，两个路径度量候选值进行比较和选择较低的度量。然后，来自选择的前导状态(0000或1000)的比特历史和更新的AGC值变为对于新的0000状态的比特历史和AGC值。此外，比特历史被左移一个位置和前导状态的最高有效位被移入第一位置。
以新的比特是1的假设，重复整个过程。这产生一个新的状态0001，该状态也具有可能的前导0000和1000。
然后，对于每一对前导，诸0001和1001(产生新的状态0010和0011)，0010和1010(产生新的状态0100和0101)，0011和1011(产生新的状态0110和0111)，等重复该过程。
借助于通过执行查表使对数极座标向笛卡儿座标变换，利用笛卡儿座标(I，Q)，度量计算机的其它实现也是可能的。
利用极座标算法，度量计算机的其它组态也是可能的。图4表示一种组态，其中值(Rp/a)2被存储代替LOG(a)，并且代替LOG(a)直接进行更新。利用记存储值为Ra，一个适宜的更新方程变为Ra(n+1)＝Ra(n)+(Rp3/Rr-Ra(n))/2m该组态是利用对数计算Rp3/Rr进行实现的。
上述类型的度量计算机的设计中的一个待解决的问题是平方失配值和路径度量的动态范围，和在该算法中需要的字长。这个问题可以通过两种办法的任何一种加以避免。度量值的对数算法的使用，或者在各个解调器训练模式之间接收的整个样值块换算成一个最大单位幅度。后一方法比较简单，所以是优选的实施方案。块的标定方法操作如下。
接收机组成一个接收的复数样值的块，该块可以方便地由对数极座标方法进行数字化。这具有样值幅度可以采用对数形式的优点，以便换算成最大幅度仅要求找到最大对数幅度，然后从该块中的其它逻辑幅度中将其减去。然后最大幅度Rr等于1。最好是利用含在组合的块中的已知数据符号，然后接收机确定在有限信道脉冲响应长度内对于每个可能的符号序列预测对数幅度和相位值LOG(Rp)和Ap。这些Rp值将有至少接近于用于计算它们的已知训练符号的Rr的数量级并接近但小于1。因此，“a”的初始值是1和LOG(a)初始是0，Rp·Rp/a也是1的数量级。项2Rr·Rp·COS(Ar-Ap)将是在2的数量级，使得平方失配对于好的匹配将在-1附近和对于差的匹配将在+3附近。这是由于从度量中忽略了不需要的项(aRr)2，该项将具有在0与4之间的保证的正的结果。因此，该度量会有负的增长，但是这种负的增长可以通过各种技术，诸如在每次迭代加1；在每次迭代将剩余值减去最低(最负)的度量值；或仅当某度量出现下溢时从所有迭代中减去它的办法防止。
因此，利用块标定技术和上述各技术之一限制度量的增长，对于度量计算需要的动态范围或字长可以包含在诸如，16比特或更少的实际值中。另外，在解码器中通过用分别适应每个维特比状态的标定因子进行自适应标定，该解码器可以在它执行块处理或重复计算预测值的各情况之间，被设定为对接收信号强度变化不具敏感性。
此外，本发明可以很方便地与公开在美国专利No.5136616和5093848中的自动频率控制方法配合操作，跟踪在信号样值块上的相位和幅度变化的解调器。在图5中表示同时具有每个状态AFC和AGC的MLSE解码器的结构。
存储的AGC值(Pa＝LOG(a))现在已经与相关的相位校正或AFC值(Phi)配对。正如以前所描述的，AGC值被用于度量计算机中，而Phi值被用于与接收的相位值Ar的模2π加法中，以在与预测相位值Ap相比较前对它们作传播偏移校正。AFC(Phi)值通过在将使接收的Ar值更接近于预测的Ap值的方向旋转它们，进行更新。以同样方法对于每个新的状态产生两个候选的更新AGC值，产生两个更新的AFC值，被选择继续保持在新状态的AFC值对应于所选的给出最低度量的前导状态。在许多应用中，可以使用一种非常简单的更新Phi值的方法。如果Ar+Phi-Ap是正的，即，如果采用7比特相位值，则为1到63，则Phi最低有效位被减小1和如果Ar+Phi-Ap是负的，即，如果是7比特相位值，则为64到127，则Phi被增加1个最低有效位。
在图6中表示也是实现同时AGC标定和相位跟踪AFC的度量计算机的结构。接收的对数数据LOG(Rr)，Ar被数字化并被存储在对应于一个信号段(例如TDMA脉冲)的存储器。在该数字块中的log(Rr)的最大值可以在图6的计算机外被确定和从所有log(Rr)值中减去，因此归一化该矢量幅度到1的峰值。然后，图5的预测值借助于通过信道估算处理，例如与公知码型相关，嵌在该信号段中的公知的同步字码型进行计算。如果解调在该同步字附近的数据开始进行，则利用标定的未修改的预测值初始是待使用的最佳的可能值。然而，由于幅度和相位从同步字的潜在的漂移，当借助于本发明进行解调时，标定和相位都将要被更新。
实现的度量是利用方程(7)描述的，将第一项予以忽略，因为它不取决于符号判决。第二项(Rp/a)2利用Log(Rp)和Log(a)进行计算，其中“a”是标定因子。Log(a)的初始值被设置为等于0(a＝1)。减法器100从Rp的对数中减去“a”的对数得到Rp/a的对数。在移位器104中一个比特的左移加倍该平方的Log的值。一个反Log ROM 108计算结果的指数，得到该平方的值。
同时，方程(7)的最后项被计算。减法器102计算相位预测Ap与接收的相位Ar之间的相位差，和还加上初始化为0的相位跟踪项Phi。ROM 106含有用于这个角度差的余弦的以2为底的Log的查找表。加法器101相加Rp和Rr的Log(对数)，加法器105把它们的和加到存储在ROM 106中的LOG2COS结果，得到2RpRr·Cos(Ar-Ap+Phi)的对数。本专业的技术人员所公知的反Log ROM 109实际上可以与用于时间共享基础的ROM 108相同的，然后被用于得到该项的值。这一项从来自ROM 108的值中减去，得到用于图5的维特比处理中的平方失配度量。然后，标定值Log(a)和相位偏移补偿PHI被更新。
标定值是利用方程(10)进行更新的。加法器103在Rp的Log和Rr的Log之间形成差给出Rp/Rr的对数。然后右移位器107利用2除该差，得到Rp/Rr的平方根的对数，如方程(6)所表示。然后，利用在减法器110中Log(a)和该目标值之间计算差，在右移寄存器111中右移m位置，以得到该差值的分数1/2m，然后通过加该分数到在加法器114中的Log(a)上使朝着Rp/Rr的平方根的方向移动Log(a)，来对Log(a)更新。该更新值仅是各候选的新的值之一，这些值将被选择变为用于特定维特比状态的Log(a)的更新值。描述在图5的维特比算法对于每个新的状态挑选最佳前导状态，该最佳前导状态对于该新的状态将产生较低累加度量。对于选择的前导状态所计算的Log(a)的更新值，即，利用来自选择状态的预测Log(Rp)，Ap计算的值是写入该新的状态的La存储器的值。
相位跟踪值Phi也被在使预测相位Ap与接收相位Ar之间的间隙关闭的方向上更新。该间隙是由模2π加法器/减法器102确定的，该加法器/减法器包括通过加入当前的Phi值来校正预测值。如果结果是正的，即一个0和+180度之间的角，则Phi值太大。另一方面，如果结果是负的，则Phi值应当增加。Phi值的这些变化是由一个递增/递减单元113实现的。该结果是对于更新的Phi的一个候选值，在与Log(a)的候选值被选择的同时选择将成为对于新的状态的更新的Phi值的候选值。换句话说，该Phi和La值被从计算机的相同迭代中选择，对于该新的状态来说该迭代产生最低的累加度量。以这种方式，本发明保证利用最佳符号序列进行AGC和相位跟踪值的更新，这些更新和值将最后被维特比算法选择作为解调的输出。
上述说明描述了一个第一阶相位跟踪环。也可以利用第二阶相位跟踪环提供更大的频率误差的容限，正如在美国专利5136616和5093848中所描述的。
本专业的技术人员将会十分清楚，本发明在不脱离其基本特征的精神的情况下，可以被以其它的具体形式进行实施。因此，当前所公开的各实施例被认为是在各个方面进行说明性的，而不是限制性的。本发明的范围是由所附的权利要求书予以指出的，而不是由上述的说明书予以指出的，和所有的落入权利要求书中的等同物的含义和范围的变化都将被视为包括在权利要求书的覆盖范围之内。
权利要求
1.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤从模拟到数字变换接收的信号，得到数字信号样值；利用与若干可能的符号序列的每个相关的标定因子，将所述数字信号样值与每个所述符号序列的期望样值进行比较，以便确定对于每个序列的一个失配值；对于所有在逻辑上是自洽的连续的符号序列累加所述失配值；从所有在前序列中选择最低累加失配值，该序列逻辑上将在新的序列之前与来自所述新的序列的失配值进行累加，所述选择的失配值识别一个最佳前导序列；和选择与所述最佳前导相关的标定因子和更新该标定因子，得到将与所述新的序列相关的标定因子。
2.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤从模拟到数字变换接收的信号，得到数字信号样值；在数字存储器中收集所述数字信号样值的数据，得到用于处理的样值块；确定在样值块中哪个样值具有最大幅度和标定所有样值幅度到所述最大幅度上；将标定的信号样值与若干可能的符号序列的每个所期望的样值幅度进行比较，该比较是利用分别的与每个所述符号序列相关的标定因子进行的，以便确定每个序列的失配值；和从逻辑上自洽的连续符号序列中确定哪个具有最低累加失配，同时调节所述标定因子以计入在整个所述样值块中的接收信号幅度的变化。
3.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤变换正比于所述数据调制信号瞬间幅度的对数的信号得到对数幅度样值，同时确定相关于所述数据调制信号的瞬间相位的数据值；相关所述对数幅度样值与所述相位相关的样值，得到对数极座标样值；在数字存储器中收集若干所述极座标样值对，得到用于处理的极座标块；确定在所述块中哪个样值具有最大对数幅度，从所述极座标块的所有极座标值中减去所述最大对数幅度，得到已标定极座标值的块；将所述已标定极座标值与若干可能的符号序列的每个的期望值进行比较，该比较是利用与所述符号序列相关的各个标定因子进行的，以便确定与所述数据调制信号最佳匹配的序列。
4.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤变换接收的信号，得到数字信号样值；将所述数字信号样值与若干可能的符号序列的每个所期望的样值进行比较，该比较是利用与所述各个符号序列的每个相关的幅度标定因子和相位校正因子进行的，以便确定对于每个序列的失配值；对于所有逻辑上自洽的连续符号序列累加所述失配值；从所有在前各序列中选择最低累加失配值，该序列逻辑上将在新的序列之前与来自所述新的序列的失配值进行累加，所述选择的失配值识别一个最佳前导序列；和选择与所述最佳前导相关的标定因子和相位校正因子，更新所选择的各因子，得到将与所述新的序列相关的幅度标定因子和相位校正因子。
5.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤变换所述数据调制信号，得到数字信号样值；在数字存储器中收集若干所述数字信号样值，得到用于处理的样值块；确定在所述样值块中哪个样值具有最大的幅度和标定所有样值到所述最大样值上；将所述标定的信号样值与若干可能的符号序列的每个的期望的样值进行比较，该比较是利用与每个所述符号序列相关的分别的幅度标定因子和相位校正因子进行的，以便确定每个序列的失配值；和从逻辑上自洽的连续符号序列中确定哪个具有最低累加失配，同时调节所述幅度标定和相位校正因子，以计入在整个所述样值块中接收信号幅度和相位的变化。
6.一种用于解码或解调接收的数字数据调制信号的方法，包括以下步骤变换正比于所述数据调制信号瞬间幅度的对数的信号，得到对数幅度样值，同时确定相关于所述数据调制信号的瞬间相位的数据值；相关所述对数幅度样值与所述相位相关的样值，得到对数极座标样值；在数字存储器中收集若干所述极座标样值，得到用于处理的极座标块；确定在所述块中哪个样值具有最大的对数幅度；从所述极座标块中的所有对数幅度值中减去所述最大的对数幅度，得到已标定的极座标值的块；和将所述已标定的极座标值与若干可能的符号序列的每个的期望值进行比较，该比较是利用与所述符号序列的每个相关的幅度标定和相位校正因子进行的，以便确定最佳匹配的所述数据调制信号的序列。
7.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用相移键控执行的。
8.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用正交相移键控执行的。
9.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用偏移相移键控执行的。
10.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用最小移频调制执行的。
11.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用高斯-滤波的最小移频调制执行的。
12.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用多电平幅度、相位或频率调制执行的。
13.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用多电平正交幅度调制执行的。
14.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用脉冲激发正交幅度调制执行的。
15.按照权利要求1的方法，其中所述数据调制是利用π/4-旋转正交相移键控执行的。
16.按照权利要求1的方法，其中所述模-数变换产生包括一个实部和一个虚部的复数对。
17.按照权利要求1的方法，其中所述模-数变换产生以极座标形式复数对，该复数对具有代表瞬时信号幅度的第一数值和代表信号的瞬时相位的第二数值。
18.按照权利要求17的方法，其中所述第一数值近似地正比于信号幅度的对数。
19.按照权利要求1的方法，其中所述比较包括计算该被比较值的差和对其平方，得到所述失配值。
20.按照权利要求1的方法，其中所述比较包括计算各被比较值的实部的差和各被比较值的虚部的差，和相加所述各个差的平方，得到所述失配值。
21.按照权利要求1的方法，其中所述比较是比较以极座标或对数极座标形式表示的复数。
22.按照权利要求1的方法，其中所述比较是比较以极座标或对数极座标形式表示的复数，该比较是通过计算一个数据的平方的标定的半径减去两倍被比较的数值半径乘以被比较数值之间校正后的相位差的余弦的积进行的。
23.按照权利要求1的方法，其中所述整个自洽符号序列的失配的累加是利用维特比算法执行的。
24.按照权利要求1的方法，其中所述分别的幅度标定因子在进行处理每个或多个信号样值后被调节的，该处理是在将导致在将导致较紧密地比较并且在比较值间的失配较低的方向上修改它们进行的。
25.按照权利要求3的方法，其中所述相位相关样值包括与该相位的余弦有关的第一部分和与该相位的正弦有关的第二部分。
全文摘要
本发明公开了一种调制或解码数字调制数据信号的方法，其中在进行判决更近似于已被发送的数据参数的同时，AGC参数被保持和更新或者被去除。首先，接收的信号被从模拟变换为数字形式，得到数字信号样值。然后该数字信号样值被与若干可能的符号序列的每个的期望值进行比较，该比较是利用与该符号序列相关的标定因子进行的，以便确定每个序列的失配值。该失配值在逻辑上是自洽的。然后从所有的在前序列中选择最低累加失配，该序列逻辑上将在新的序列之前与来自所述新的序列的失配值进行累加，其中所选择的失配识别最佳前导序列。然后选择与最佳前导相关的标定因子和该标定因子被更新，得到将与新的序列相关的标定因子。
文档编号H04L27/01GK1162380SQ95195976
公开日1997年10月15日 申请日期1995年9月1日 优先权日1994年9月14日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司