专利名称：用于检测和抑制ntsc共道干扰的数字电视接收机电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字电视系统，例如根据高级电视分会(ATSC)标准用于美国地面广播的数字高清晰度电视(HDTV)系统，特别是带有用于从诸如符合国家电视制式委员会(NTSC)标准的模拟电视信号检测共道干扰的电路的数字电视接收机。
本发明是1997年4月15日提交的美国专利申请序号为08/839,691的部分继续申请。
高级电视分会(ATSC)于1995年9月16日颁布的数字电视标准规定了在6MHz带宽的电视频道中传送数字电视(DTV)信号的残留边带(VSB)信号，例如目前在美国国内国家电视分会(NTSC)模拟电视信号的无线电广播中采用的信号。设计VSB DTV信号，以使其频谱可能与共道干扰NTSC模拟TV信号的频谱交错。这是通过把DTV信号的导频载波和主调幅边带频率定位在落入NTSC模拟TV信号的四分之一水平扫描行速率的偶数倍之间的NTSC模拟TV信号的四分之一水平扫描行速率的奇数倍进行的，在此，共道干扰NTSC模拟TV信号的大多数亮度和色度分量的能量将落在这些偶数倍上。NTSC模拟TV信号的视频载波从电视频道的下限频率偏离1.25MHz。DTV信号的载波从该视频载波偏移NTSC模拟TV信号的水平扫描行速率的59.75倍，以便离电视频道的下限频率约309,877.6kHz设置DTV信号的载波。因此，DTV信号的载波离电视频道的中频约为2,690,122.4Hz。
数字电视标准中准确的码元速率是与NTSC模拟TV信号中视频载波偏移的4.5MHz伴音载波的684/286倍。684是NTSC模拟TV信号中每个水平扫描行的码元数量，286是与NTSC模拟TV信号中的水平扫描行速率相乘以获得与NTSC模拟TV信号中视频载波偏移4.5MHz的伴音载波的系数。码元速率是每秒10.762238兆个码元，可包含在从DTV信号载波扩展5.381119MHz的VSB信号中。就是说，可把VSB信号限制在从电视频道的下限频率扩展5.690997MHz的频带内。
在美国的地面广播的数字HDTV信号的ATSC标准能够传送具有16∶9宽高比的两种高清晰度电视(HDTV)格式中的任何一种。一种HDTV显示格式以2∶1的场交错采用每扫描行1920个取样和每30Hz的帧1080个有效水平扫描行。另一种HDTV显示格式采用每个扫描行1280个亮度取样和每60Hz的帧720条逐行扫描的电视图像的扫描行。除HDTV显示格式之外，ATSC标准还容纳DTV显示格式，例如，与NTSC模拟TV信号相比具有普通清晰度的四个电视信号的并行传送。
在美国地面广播过程中由残留边带(VSB)调幅(AM)传送的DTV包括一系列时间连续的数据场，每个数据场包括313个时间连续的数据段。可考虑对各数字场连续地进行模2编号，由每个奇数数据场和随后的偶数数据场形成一个数据帧。帧速率是每秒20.66帧。每个数据段的持续时间是77.3微秒。因此，对于10.76MHz的码元速率，每个数据段有832个码元。数据的每段以具有连续值+S、-S、-S和+S的四个码元的行同步码组开始。+S值比最大正数据偏移低一级，-S值比最大负数据偏移高一级。每个数据场的初始行包括一个对用于频道均衡和多路径抑制过程的训练信号进行编码的场同步码组。训练信号是后面跟有三个63取样PN序列的511取样伪噪声序列(或PN序列)。场同步码中63取样PN序列的中间部分是根据每个奇数编号数据场的第一行中的第一逻辑转换和根据每个偶数编号数据场的第一行中的第二逻辑转换传送的，第一和第二逻辑转换是相互互补的。
使用12个交错格构码对数据行中的数据进行格构编码，每个2/3比率的格构码有一个未编码比特。对交错的格构码进行Reed-Solomon(里德-所罗门)前向纠错编码，它对从诸如附近未屏蔽的汽车点火系统之类的噪声源产生的突发误差提供校正。Reed-Solomon编码结果作为用于无线电传送的8级(3比特/码元)一维星座码元编码传送，这些传送是在码元预编码不与格构编码过程分离的情况下进行的。Reed-Solomon编码结果作为用于有线广播的16级(4比特/码元)一维星座码元编码传送，这些传送是在没有预编码的情况下进行的。VSB信号可抑制其固有载波，该载波可根据调制百分比而改变幅度。
用固定幅度的导频载波替换固有载波，该导频载波幅度对应于预定的调制百分比。通过向施加到平衡调制器的调制电压引入直流分量漂移产生该固定幅度的导频载波，平衡调制器产生提供给滤波器的调幅边带，滤波器提供VSB信号作为其响应。如果8级的4比特码元编码在载波调制信号中具有归一化值-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7，导频载波则具有归一化值1.25。+S的归一化值是+5，-S的正常值是-5。
在早期研制的DTV技术中，考虑可以请求DTV广播站来决定是否在发射机处使用码元预编码器，码元预编码器在码元产生电路之后并提供码元的预编码滤波。广播站的这种决定取决于是否预料有来自共道NTSC广播站的干扰。码元预编码器通过在码元解码器电路中的数据限幅器(data-slicer)前采用一个梳状滤波器来补充偶然引入每个DTV接收机中的码元后置编码，以便消除NTSC共道干扰信号的赝生现象(artifacts)。对于数据行同步编码组或传送数据场同步数据的数据行期间不采用码元预编码。
在离NTSC广播站很远的地方共道干扰减小，当存在特定的电离条件时很可能发生共道干扰，一年期间夏季月份的太阳活动高峰期以其可能出现共道干扰而出名。当然，如果没有共道NTSC广播站是不会出现这种干扰的。如果在广播覆盖区域中存在出现NTSC干扰的可能，假设HDTV广播将使用码元预编码器以使HDTV信号更便于与NTSC干扰分离；因此，采用一个梳状滤波器作为DTV接收机中的码元后置编码器以完成匹配滤波。如果不存在NTSC干扰的可能性或这种可能不太现实，为使噪声具有平坦的频谱，而不太可能对格构解码器中的码元值做出错误决定，假设DTV广播台会间断使用码元预编码器，因此，在每个DTV接收机中禁止码元后置编码器。当广播台不了解这种情况时，由于反常跳跃情况、由于有线广播泄漏、由于NTSC接收机中不足的中频图像抑制、由于用于数字电视记录的磁带带有以前残留的模拟电视记录，或由于某些其它异常情况，实际的共道干扰可能对广播接收区的部分相当大。
1997年1月14日授予Nielsen等人的题目为“数字电视信号中共道干扰的检测”的美国专利No.5,594,496描述一种NTSC共道干扰检测器，其中对包含场同步码的数据段进行数据场梳状滤波，以获得带有不含码元编码的周期间隔的数据场梳状滤波器响应，在这些周期间隔中可估算接收的噪声和共道干扰。这些周期间隔期间的数据场梳状滤波器响应与受到进一步梳状滤波的响应相比较，进一步的梳状滤波抑制了NTSC共道干扰的赝生现象。如果进一步的梳状滤波导致信号电平明显降低，则推定该信号包括相当大NTSC共道干扰的赝生现象，并在码元解码前采用抑制NTSC共道干扰的赝生现象的梳状滤波。如果进一步的梳状滤波未导致所检测的噪声明显降低，则推定该噪声主要是Johnson噪声，在预先未采用梳状滤波抑制NTSC共道干扰的赝生现象的情况下进行码元解码。这是由于线性组合差分延迟的码元编码的梳状滤波伴随大约3dB的Johnson噪声的增加。
目前的ATSC DTV标准不允许发射机使用码元预编码。在与码元解码有关的数据限制过程后，假定在格构解码处理中要执行抑制共道干扰模拟TV信号。该过程避免了确定是否在发射机进行预编码的问题。然而，共道干扰模拟TV信号将不希望有的误差引入数据限制过程，这对纠错解码过程、格构解码和Reed Solomon解码加重了负担。这些误差将减小广播覆盖区，会损失商业DTV广播台的收入。因此，尽管当前的ATSCDTV标准不允许在DTV发射机进行码元预编码，仍然希望在数据限制前对共道干扰模拟TV信号提供抑制。
术语“线性组合”一般是指进行加法和减法，无论是根据常规算术还是根据模算术。术语“模组合”是指根据模算术执行的线性组合。那种通过差分延迟和以现有技术的HDTV接收机中采用的码元后置编码为例的差分延迟项的线性组合来重新编码数字码元流的编码在本说明书中定义为“第一类码元重新编码”。那种通过以现有技术的HDTV发射机中采用的码元预编码为例的、带有模组合的延迟结果的其模组合重新编码数字码元流的编码在本说明书中定义为“第二类码元重新编码”。
从作为接收机有时的干扰问题的观点来看，可由接收机中的自适应滤波电路解决来自模拟电视信号的共道干扰。只要不超过系统频道的动态范围，以便共道干扰可通过破坏用于DTV调制的信号传送能力捕获系统频道，系统的性能可看作为信号叠加问题。接收机中的滤波电路适合于依据模拟电视信号的明显相关和反相关特性从由模拟电视信号产生的共道干扰中选择数字信号，以便足够地降低模拟电视信号的能量以便从它们中捕获系统频道。
就来自模拟电视信号的共道干扰而言，它在DTV发射机之后和DTV接收机之前进入系统频道。在DTV发射机采用或不采用码元预编码对来自模拟电视信号的共道干扰没有影响。在DTV接收机，只要共道干扰不如此之大以致使接收机前端过载并捕获系统频道，最好在数据限制电路前加上梳状滤波器以降低共道干扰的高能频谱分量的能量，从而减小数据限制期间出现误差。DTV广播台应调节其载频，该载频通常超过电视频道分配的下限频率310KHz，以使其载频在频率上最佳地偏离可能干扰的共道NTSC模拟TV信号的视频载波。该载频的最佳偏离正好是NTSC模拟TV信号的水平扫描行频fH的59.75倍。则解调的DTV信号中共道干扰的赝生现象将包括在NTSC模拟电视信号的水平扫描行频fH的59.75倍处的由数字HDTV载波和共道干扰模拟TV信号的视频载波之间的外差产生的差拍；在fH的287.25倍处的由数字HDTV载波和共道干扰模拟TV信号的色度副载波之间的外差产生的差拍，这些差拍的频率非常接近在fH59.75倍处差拍的五次谐波。这些赝生现象还将包括在fH的约345.75倍处由数字HDTV载波和共道干扰模拟TV信号的音频载波之间的外差产生的差拍，这些差拍的频率非常接近在fH59.75倍处差拍的六次谐波。这些差拍的接近谐波关系使其可被一个适当设计的仅含有几个差分延迟的码元恒定相位延迟(epoch)的梳状滤波器抑制。在DTV接收机中的数据限幅前采用一个NTSC带阻(rejection)梳状滤波器附带地进行第一类码元重新编码，以改变通过数据限幅获得的码元。
就数据传送而言，由于设计数据量化电平与码元电平匹配，在DTV接收机中该第一类码元重新编码之后的数据限幅操作是一种不破坏从第一类码元重新编码得到的码元的量化过程。然而，该量化对与第一类码元重新编码有关的滤波后余下的并且比码元电平之间的步长明显小的共道干扰模拟TV信号残留进行识别。这是一种捕获现象，在该现象中以量化过程中减弱一个信号为代价获得一个更强的信号。
就数据传送而言，数字数据码元流流经系统频道的整个长度。当第二类码元重新编码在DTV发射机作为码元预编码进行时，基于模块来进行差分延迟数据码元流的相加组合，这样不会提高发射机功率或增加平均码元间距离，有助于进一步克服干扰模拟TV信号。或者，克服干扰模拟TV信号的主要机理是其相对于由DTV接收机的梳状滤波器提供的DTV信号的衰减使梳状滤波器响应中的残留模拟电视信号被紧接在该梳状滤波器后的数据限幅器中的量化效应所抑制。
由于两种编码方案都不破坏码元流的传送能力，在这种情况下进行第一和第二类码元重新编码过程的顺序对通过系统频道的信号传送没有明显影响。只要第二类码元重新编码不叠加在第一类码元重新编码和其后的数据限幅之间，进行第一和第二类码元重新编码过程的顺序对数字接收机抑制共道干扰模拟TV信号的能力没有明显影响。
这些理解提供了本发明人在1997年4月15日提交的题为“带有用于抑制NTSC共道干扰自适应滤波器电路的数字电视接收机”的序号为No.08/839,691的美国专利申请中描述的装置的总出发点。自适应滤波器电路接收对伴随有共道干扰模拟电视信号的赝生现象敏感的一2N级码元流用于码元解码，N是正整数。在该自适应滤波器电路中检测NTSC共道干扰，并确定该NTSC共道干扰是否有足够的能量把无法校正的差错引入数据限幅过程，该过程用于对通过同步检测VSB-AM DTV信号恢复的基带信号直接进行码元解码。如果确定NTSC共道干扰没有足够的能量引起无法校正的差错，则使用第一数据限幅器对基带信号进行码元解码，以产生码元解码结果。如果确定NTSC共道干扰有足够能量引起无法校正的差错，用第一梳状滤波器对基带信号滤波，以便在用第二数据限幅器进行码元解码前降低共道干扰的能量。第一梳状滤波器附带执行第一类码元重新编码过程，将差错引入由第二数据限幅器产生的码元解码结果。就抑制NTSC共道干扰的自适应滤波而言，把第二数据限幅器进行数据限幅前执行的第一类码元重新编码过程看作是预编码过程。第二梳状滤波器在第二数据限幅器进行数据限幅后执行第二类码元重新编码过程，实施后置编码过程以补偿第一类码元重新编码过程并产生码元编码结果。
第一类码元重新编码过程借助差分延迟和差分延迟项的第一线性组合重新编码一个输入的码元流。第二类码元重新编码过程重新编码由第二数据限幅器恢复的部分滤波的码元解码结果。该第二类码元重新编码过程利用部分滤波的码元解码结果与先前以与引入输入码元流的差分延迟相同的延迟反馈的码元解码结果的第二线性组合，根据模2N算法进行这种第二线性组合以产生后置编码码元解码结果。通过迫使码元解码结果与在出现数据场同步信息和数据段同步信息的时间时从DTV接收机中的存储器取出的理想码元解码结果一致来减少后置解码元解码结果中的运行误差。第一和第二线性组合之一为负，另一个为正。
本发明涉及根据从抑制NTSC共道干扰的梳状滤波后得到的后置编码码元解码结果中选择的估算，而不是根据从对基带码元编码进行数据限幅而不进行抑制NTSC共道干扰的梳状滤波获得的中间码元解码结果中选择的估算来确定何时更可能校正最终码元解码结果。该确定是通过把每个后置编码码元解码结果与贯穿每个数据段的对应中间码元解码结果比较进行的。假设由于基带码元编码中的NTSC赝生现象的存在而使后置编码码元解码结果与对应的中间符号解码结果出现很大偏差，因此选择后置编码码元解码结果来包括在最终码元解码结果中，而不选择中间解码结果，除非其它信息表明该选择很可能是错的。
数字电视信号接收机包括数字电视信号检测装置，用于提供各自具有规定时间长度的码元恒定相位延迟(epoch)的一2N级码元流，N是正整数，该2N级码元流对伴随共道干扰模拟电视信号的赝生现象敏感。这些码元分组成带有相应数据段同步码首标的连续数据段，这些数据段分组成带有包含数据场同步码的每个数据场的初始数据段的连续数据场，数据场同步码在数据场与数据场之间不同。数字电视接收机包括用于对该2N级码元流提供数量为M的唯一(unique)梳状滤波器响应的电路，每个所述唯一梳状滤波器响应对伴随的共道干扰模拟电视信号的赝生现象的敏感度比对该2N级码元流的要小。数字电视信号接收机中包括多个码元解码器，用于产生相应的估算码元解码结果。该多个码元解码器的第一个直接响应该2N级码元流产生第一估算码元解码结果。该多个码元解码器的每个其它解码器响应M个唯一梳状滤波器响应中相应的一个产生相应的估算码元解码结果，相应的估算码元解码结果被后置编码，以便针对所述M个唯一梳状滤波器响应中相应的一个完成相应的匹配滤波，从该M个唯一梳状滤波器响应获得那些相应的估算码元解码结果。除了所述的第一码元解码器，该多个码元解码器还包括至少一个用于产生第二估算码元解码结果的第二码元解码器。
根据本发明，数字电视信号接收机包括用于检测所述第一和第二估算码元解码结果之间目前是否存在偏差的电路，并包括最佳估算选择电路，用于从相应的估算码元解码结果选择最佳估算，以便在出现同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果。由最佳估算选择电路选择的最佳估算取决于第一估算码元解码结果与每个其它估算码元解码结果的当前偏差。
在本发明的一个实施例中M是2，除所述第一码元解码器外，该多个码元解码器仅包括用于产生第二估算码元解码结果的第二码元解码器。在本发明的该实施例中，最佳估算选择电路采用下面的形式。连接一个多路复用器以提供在第一和第二估算码元解码结果之间选择的能力，用于在出现同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果。对于第一和第二估算码元解码结果之间的偏差有一个平方器，用于求出平方结果作为那些偏离的绝对数值，和一个用于产生所述平方结果平均值的平均器。一个阈值检测器响应超过预定阈值的平方结果的平均值，用于控制多路复用器选择第二估算码元解码结果，以便在出现所述同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果，要不然则控制多路复用器选择第一估算码元解码结果，以便在出现同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果。
图1是根据本发明在码元解码前使用NTSC带阻梳状滤波器和在码元解码后使用后置编码梳状滤波器以及使用共道干扰检测器的数字电视接收机的方框图，共道干扰检测器将不采用抑制NTSC共道干扰措施获得的码元解码结果与采用抑制NTSC共道干扰措施获得的码元解码结果比较。图1中第一和第二线性组合器之一是减法器，另一个是加法器。
图2是表示图1的数字电视信号接收机中使用的NTSC共道干扰检测器细节的方框示意图，根据本发明一个方面的NTSC共道干扰检测器提供一种用于从各种码元解码结果选择最佳估算的最佳估算选择电路，以便在出现同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果。
图3是表示当NTSC带阻梳状滤波器采用12个码元延迟时图1的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。
图4是表示当NTSC带阻梳状滤波器采用6个码元延迟时图1的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。
图5是表示当NTSC带阻梳状滤波器采用2个视频行延迟时图1的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。
图6是表示当NTSC带阻梳状滤波器采用262个视频行延迟时图1的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。
图7是表示当NTSC带阻梳状滤波器采用2个视频帧延延迟时图1的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。
图8是表示图1数字电视信号接收机用于在数据同步间隔期间产生预定码元解码结果的一部分的细节的方框示意图。
图9是表示使用多个NTSC带阻梳状滤波器进行并行码元解码的数字电视信号接收机的方框示意图。图9中A、B和C是从1、2、3、4和5选择的不同值的相应整数。
图10是如何将图10A和10B配合在一起以形成下面详细描述的被称为图10的单个图的组装示意图，图10示出可在图9所示类型的数字电视信号接收机中采用的码元编码选择电路的细节。
图10A是表示图9的数字电视信号接收机中用于在数据同步间隔期间产生预定码元解码结果的电路的细节的方框示意图。
图10B是表示根据本发明的另一个方面包括另一种用于从各种码元解码结果选择最佳估算，以便在出现同步码的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果的最佳估算选择电路的图9的数字电视信号接收机中电路的细节的方框示意图。
在附图中所示电路中的各个点，正如电子设计领域的技术人员所理解的，必须插入填隙(shimming)延迟以使操作顺序正确。除非存在例外的特殊填隙延迟要求，在下面的说明中不再涉及。
图1示出用于恢复纠错数据的数字电视信号接收机，该数据适合于用数字盒式磁带录像机记录或适合于MPEG(运动图像专家组)-2解码并显示在电视机上。图1的DTV信号接收机从接收天线接收电视广播信号，但也可从电缆网络接收信号。电视广播信号作为接收信号提供给“前端”电子部件10。“前端”电子部件10通常包括一个射频放大器和用于将射频电视信号转换成中频电视信号，作为输入信号提供给用于残留边带DTV信号的中频(IF)放大器链12的第一检测器。DTV接收机最好为多种转换类型，其IF放大器链12包括一个用于放大由第一检测器转换成特高频频带的DTV信号的IF放大器，一个用于将放大的DTV信号转换成甚高频频带的第二检测器，以及另一个用于放大转换成VHF频带的DTV信号的IF放大器。如果以数字方式对基带进行解调，IF放大器链12将还包括一个用于把放大的DTV信号转换成更接近基带的最终中频频带的第三检测器。
最好是针对UHF频带在IF放大器中采用表面声波(SAW)滤波器，以成形频道选择响应和抑制相邻频道。该SAW滤波器正好在超过5.38MHz时迅速截止，从被抑制的VSB DTV信号的载频以及类似频率和固定幅度的导频将其去掉。因此，该SAW滤波器去除任何共道干扰模拟TV信号的很大部分调频伴音载波。在IF放大器链12中去掉任何共道干扰模拟TV信号的FM伴音载波防止在检测到最终IF信号时产生载波的赝生现象，以恢复基带码元，并预防这些赝生现象在码元解码期间干扰那些基带码元的数据限幅。在码元解码期间防止这些赝生现象干扰那些基带码元的数据限幅比在限幅前借助梳状滤波器来完成更好。
来自IF放大器链12的最终IF输出信号提供给复解调器14，该解调器解调最终中频带中的残留边带调幅DTV信号，以恢复实基带信号和虚基带信号。在最终中频带在几兆赫范围内模数转换后可以数字方式进行解调，例如，正如1995年12月26日发布的C.B.Patel等人的、题为“包括在HDTV接收机中带有相位跟踪器的数字VSB检测器”的美国专利No.5,479,449中所公开的。或者，可以模拟方式进行解调，这种情况下，通常对该结果进行模数转换，以便于进一步处理。最好通过同相(I)同步解调和正交相位(Q)同步解调进行这种复解调。上述解调过程的数字结果通常有8位或更高精度并描述了编码N比特数据的2N级码元。目前，在图1的DTV信号接收机经由天线12通过无线广播接收的情况下2N是8，在图1的DTV信号接收机经由有线广播接收的情况下，2N是16。本发明涉及通过无线电广播的地面接收，图1未示出DTV接收机对接收的有线广播传输提供码元解码和纠错解码的部分。
码元同步器和均衡器电路16至少从复解调器14接收同相(I频道)基带信号的数字化的实取样；在图1的DTV接收机中，还示出电路16接收正交相位(Q频道)基带信号的数字化虚取样。电路16包括带有可调节加权系数的数字滤波器，以补偿接收信号中的重影和斜条。码元同步器和均衡器电路16提供码元同步或“消旋”以及幅度均衡和消除重影。从美国专利No5,479,449可了解幅度均衡前在其中实现码元同步的码元同步器和均衡器电路。在该设计中，解调器14将向码元同步器和均衡器电路16提供包含实和虚基带信号的附加取样解调器响应。码元同步后，对附加取样数据进行抽取，以正常码元速率提取基带I频道信号，以便通过用于幅度均衡和消除重影的数字滤波降低取样速率。在其中幅度均衡先于码元同步、“消旋”或“相位跟踪”的码元同步器和均衡器电路16对数字信号接收机设计领域中的技术人员也是已知的。
电路16输出信号的每个取样分解成10个或更多比特，并且实际上是呈现2N＝8级之一的模拟码元的数字描述。用几种已知方法中的任何一种对电路16的输出信号严格进行增益控制，因此，码元的理想各级电平(step levels)是已知的。由于该增益控制的响应速度非常迅速，一种增益控制方法最好是调整从复解调器14提供的实基带信号的直流分量为+1.25的归一化电平。该增益控制方法在美国专利No.5,479,449中做了一般性描述，并在1997年6月3日授权的C.B.Patel等人题为“用于接收数字高清晰度电视信号的无线接收机的自动增益控制”的美国专利No.5,573,454中做了更具体的描述，这里列出作为参考。
从电路16输出的信号作为输入数据提供给数据同步检测电路18，数据同步检测电路从均衡的基带I频道信号恢复数据场同步信息F和数据段同步信息S。或者，可在均衡之前获得到数据同步检测电路18的输入信号。
以正常码元速率作为来自电路16的输出信号提供的均衡I频道信号取样作为输入信号提供给NTSC带阻梳状滤波器20。梳状滤波器20包括用于产生一对差分延迟的2N电平码元流的第一延迟装置210，和用于线性组合差分延迟的码元流以产生梳状滤波器20的响应的第一线性组合器202。正如美国专利No.5,260,793中所描述的，第一延迟装置201可提供与12个2N电平码元的周期相等的延迟，第一线性组合器202可以是一个减法器。梳状滤波器20输出信号的每个取样分解成10个或更多比特，并且实际上是呈现(4N-1＝15)个电平之一的模拟码元的数字描述。
假设设计码元同步器和均衡器电路16以抑制其输入信号(以数据取样表示)的直流偏置分量，该直流偏置分量具有+1.25的归一化电平，并由于导频载波检测而出现在从复解调器14提供的实基带信号中。因此，作为梳状滤波器20的输入信号施加的电路16输出信号的每个取样实际上是呈现下列归一化电平-7、-5、-3、-1、+1、+3、+5和+7之一的模拟码元的数字描述。这些码元电平命名为“奇数”码元电平并由奇数电平数据限幅器22检测，以分别产生中间码元解码结果000、001、010、011、100、101、110和111。
梳状滤波器20输出信号的每个取样实际上是呈现下列归一化电平-14、-12、-10、-8、-6、-4、-2、0、+2、+4、+6、+8、+10、+12和+14之一的模拟码元的数字描述。这些码元电平命名为“偶数”码元电平并由偶数电平数据限幅器24检测，以分别产生预编码码元解码结果001、010、011、100、101、110、111、000、001、010、011、100、101、110和111。
正如在至今为止的说明中所假设的，数据限幅器22和24可以是所谓的“硬决定”类型，或者可以是在实施维特比解码方案中采用的所谓“软决定”类型。使用多路复用器连接以移动其在电路中的位置并提供偏置以改变其限幅范围，用一个单一的数据限幅器代替奇数电平数据限幅器22和偶数电平数据限幅器24的配置是可能的，但由于操作的复杂性，这些配置不是最好的。
在上述说明中假设码元同步器和均衡器电路16被设计用来抑制其输入信号(以数字取样表示)的直流分量，该直流偏置分量具有+1.25的归一化电平，并由于导频载波的检测而出现在从复解调器14提供的实基带信号中。或者，设计码元同步器14和均衡器电路16以保存其输入信号的直流偏置分量，这样多少简化了电路16中均衡滤波器的设计。这种情况下，偏置奇数电平数据限幅器22中的数据限幅电平以考虑其输入信号中伴随数据步调的直流偏置分量。假设第一线性组合器202是一个减法器，就偶数电平数据限幅器24中的数据限幅电平而言，电路16设计为抑制或保留其输入信号的直流偏置分量并无影响。然而，如果选择由第一延迟装置201提供的差分延迟以使第一线性组合器202是一个加法器，应偏置偶数电平数据限幅器24中的数据限幅电平，以考虑其输入信号中伴随数据步调的加倍直流偏置分量。
在数据限幅器22和24之后使用梳状滤波器26，以便对梳状滤波器20的预编码滤波响应产生后置编码滤波响应。梳状滤波器26包括一个三输入端的多路复用器261，一个第二线性组合器262，和一个带有与梳状滤波器20中的第一延迟装置201相同延迟的第二延迟装置263。如果第一线性组合器202是一个减法器，第二线性组合器262则是一个模8加法器，如果第一线性组合器202是一个加法器，第二线性组合器262则是一个模8减法器。第一线性组合器202和第二线性组合器262可构成相应的只读存储器(ROM)，以足够加快线性组合操作来支持有关的取样速率。从多路复用器261输出的信号提供来自后置编码梳状滤波器26的响应并由第二延迟装置263延迟。第二线性组合器262将来自偶数电平数据限幅器24的预编码码元解码结果与来自第二延迟装置263的输出信号相组合。
在响应从控制器28提供给多路复用器261的多路复用器控制信号的第一、第二和第三状态进行选择后，多路复用器261的输出信号再现施加到多路复用器261的三个输入信号之一。在由数据同步检测电路18恢复来自均衡的基带I道信号的数据场同步信息F和数据段同步信息S的时间期间，多路复用器261的第一输入端口接收从控制器28内的存储器提供的理想码元解码结果。控制器28在这些时间期间把第一状态的多路复用器控制信号提供给多路复用器261，调节多路复用器261以提供从控制器28内的存储器供给的理想码元解码结果作为其输出信号的最终编码结果。奇数电平数据限幅器22把中间码元解码结果作为其输出信号提供给多路复用器261的第二输入端口。由第二状态的多路复用器控制信号调节多路复用器261，以再现中间码元解码结果作为其输出信号的最终解码结果。第二线性组合器262把后置编码码元解码结果作为其输出信号提供给多路复用器261的第三输入端口。由第三状态的多路复用器控制信号调节多路复用器261以再现后置编码码元解码结果，作为其输出信号的最终编码结果。
在时间数据同步检测电路18恢复数据场同步信息F和数据段同步信息S的时间期间，通过反馈从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果来减少来自后置编码的梳状滤波器26的后置编码码元解码结果中的运行误差。这是本发明的一个重要方面，将在该说明书中进一步详细描述。
来自后置编码梳状滤波器26中的多路复用器261的输出信号在由加到数据交错器32的数据组装器(assembler)30组装的3个并行比特组中包括最终码元解码结果。数据交错器32把组装数据转换为加到应用于格构解码器电路34的并行数据流。格构解码器电路34通常使用12个格构解码器。从格构解码器电路34向用于反向转换的数据去交错器电路36提供格构解码结果。字节语法分析电路38把数据交错器36的输出信号转换成加到Reed-Solomon解码器电路40的Reed-Solomon纠错编码的字节，Reed-Solomon解码器电路进行Reed-Solomon解码，以产生提供给数据反随机化器42的纠错字节流。数据反随机化器42向接收机的剩余部分(未示出)提供再现数据。整个DTV接收机的剩余部分包括一个分组分选器、一个音频解码器、一个MPEG-2解码器等等。结合在数字磁带记录/重放器中的DTV接收机的剩余部分包括用于把数据转换成记录形式的电路。
NTSC共道干扰检测器44向控制器28提供NTSC共道干扰是否有足够强度在数据限幅器22进行的数据限幅中造成的无法校正的错误的指示。如果检测器44表明NTSC共道干扰不太强，控制器在除由数据同步检测电路18恢复数据场同步信息F和数据段同步信息S时的那些时间外的时间把第二状态的多路复用器控制信号提供给多路复用器261。这样控制多路复用器261再现从奇数电平数据限幅器22提供的中间码元解码结果作为其输出信号。如果检测器44表明NTSC共道干扰足够强，以致在由数据限幅器22进行的数据限幅中造成无法校正的误差，控制器28在除由数据同步检测电路18恢复数据场同步信息F和数据段同步信息S时的那些时间外的时间把第三状态的多路复用器控制信号提供给多路复用器261。这样控制多路复用器261再现从第二线性组合器262作为第二线性组合结果提供的后置编码码元解码结果作为其输出信号。
图2示出可在本发明的一个实施例中采用的NTSC共道干扰检测器44的形式。减法器441把从奇数电平数据限幅器22提供的中间码元解码结果与从第二线性组合器262作为第二线性组合结果提供的后置编码码元解码结果差分地组合。NTSC共道干扰量可忽略，并且如果可忽略基带I频道信号中的随机噪声，这些中间和后置编码码元解码结果应相似，因此来自减法器441的差分输出信号应降低。然而，如果NTSC共道干扰量较明显，来自减法器441的差分输出信号将不为低，而是为高。
通过用平方器442平方差输出信号并用平均电路443在预定的短时间间隔范围确定平方器响应的平均值求出来自减法器441的差分输出信号中的能量数值。可用只读存储器(ROM)实现平方器442。可使用用于存储几个连续数字取样的延迟线存储器和用于将延迟线存储器中当前存储的数字取样相加的加法器实现平均电路443。把按平均电路443确定的来自减法器441的差输出信号中的能量的短期平均值提供给所连接的数字比较器，以提供给阈值检测器444。阈值检测器444中的阈值足够高，但不超过伴随在施加到减法器441的中间码元解码结果和后置编码码元解码结果的随机噪声中的差的短期平均值。如果NTSC共道干扰足够强以致在由数据限幅器22进行的数据限幅中造成无法校正的误差，则超过该阈值。阈值检测器444向控制器28提供是否超过阈值的指示。
在一个替换实施例中，可由用于求出所述第一和第二估算码元解码结果之间偏差的绝对数值的其它电路替换平方器442，例如，象绝对值电路这样的电路。为加快计算，可使用只读存储器实现该绝对值电路。
图3是表明图1使用NTSC带阻梳状滤波器20的一种类型120和后置编码梳状滤波器26的一种类型126的数字电视信号接收机一部分详细结构的方框示意图。减法器1202起NTSC带阻梳状滤波器120中第一线性组合器的作用，模8加法器1262起后置编码梳状滤波器126中第二线性组合器的作用。NTSC带阻梳状滤波器120使用呈现12个码元恒定相位延迟的第一延迟装置1201，后置编码梳状滤波器126使用同样呈现12个码元恒定相位延迟的第二延迟装置1263。由每个延迟装置1201和1263呈现的12个码元延迟接近于59.75倍于模拟TV水平扫描频率fH的模拟TV视频载波的赝生现象的一个周期延迟。该12个码元延迟接近287.25倍于fH的模拟TV色度副载波赝生现象的5个周期。该12个码元延迟接近于345.75倍于fH的模拟TV伴音载波赝生现象的6个周期。这是由于减法器1202对音频载波、对视频载波和对接近由第一延迟装置1201差分延迟的色度副载波频率的差分组合响应趋于降低共道干扰。然而，在其中边缘与水平扫描行交叉的视频信号的部分中，在水平空间方向中以这些距离在模拟TV视频信号中相关的量非常低。
由一个多路复用器控制信号控制多路复用器261的一种类型1261，即在其确定不存在足够的NTSC共道干扰在来自数据限幅器22的输出信号中造成无法校正误差时的大部分时间以其第二状态控制，而在其确定存在足够的NTSC共道干扰在来自数据限幅器22的输出信号中造成无法校正误差时的大部分时间以其第三状态控制。通过处在其第三状态的控制信号控制多路复用器1261，以便把加法器1262的模8相加结果作为由延迟装置1263延迟的12个码元恒定相位延迟反馈到加法器作为一个被加数。这是一个模累加过程，其中一个单独的误差作为运行误差传播，误差每隔12个码元恒定相位延迟循环。在每个数据段的开始的四个码元恒定相位延迟以及包含场同步的每个数据段的整个部分期间，由处在第一状态的多路复用器1261减少来自后置编码梳状滤波器126的后置编码码元解码结果中的运行误差。当该控制信号处在其第一状态时，多路复用器1261再现从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果作为其输出信号。将理想码元解码结果引入多路复用器1261的输出信号阻止了运行误差。由于每个数据段有4+69(12)个码元，该理想码元解码结果每个数据段在相位上跳回四个码元恒定相位延迟，以致没有运行误差能持续超过三个数据段。
图4是表明图1使用NTSC带阻梳状滤波器20的一种类型220和后置编码梳状滤波器26的一种类型226的数字电视信号接收机一部分的细节的方框示意图。NTSC带阻梳状滤波器220使用呈现六个码元恒定相位延迟的第一延迟装置2201，后置编码梳状滤波器226使用同样呈现六个码元恒定相位延迟的第二延迟装置2263。由延迟装置2201和2263每个呈现的6个码元延迟以接近于59.75倍于模拟TV水平扫描频率fH的模拟TV视频载波的赝生现象的0.5个周期的延迟，接近于287.25倍于fH的模拟TV色度副载波的赝生现象的2.5个周期，和接近于345.75倍于fH的模拟TV音频载波的任何赝生现象的3个周期。加法器2202在NTSC带阻梳状滤波器220中起第一线性组合器的作用，模8减法器2262在后置编码梳状滤波器226中起第二线性组合器的作用。由于延迟装置2201和2263呈现的延迟比延迟装置1201和1263呈现的延迟短，虽然从模拟TV载波频率转换的零附近的频率是更窄的频带，更可能是加法器2202相加组合的信号中良好的反相关，而较不可能为减法器1202相减组合的信号中的良好相关性。对于伴音载波的抑制，在NTSC带阻梳状滤波器220响应中比在NTSC带阻梳状滤波器120响应中差。然而，如果已通过SAW滤波或在IF放大链12中的伴音限波器抑制共道干扰模拟TV信号的伴音载波，梳状滤波器220的较差伴音水消除则不成为问题。在采用图4的NTSC带阻梳状滤波器220而不是图3的NTSC带阻梳状滤波器120期间对同步头的响应降低，因而有明显降低取消格构解码和Reed-Solomon编码中纠错的趋势。
由多路复用器控制信号控制多路复用器261的一种类型2261，即当确定NTSC共道干扰不足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第二状态，而当确定NTSC同道干扰足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第三状态。通过处在第三状态的控制信号控制多路复用器2261，以便把加法器2262的模8相加结果作为由延迟装置2263延迟的6个码元恒定相位延迟反馈给加法器2262作为被加数。这是一个模累加过程，其中一个单独的误差作为运行误差传播，误差每隔6个码元恒定相位延迟循环。在每个数据段的开始四个码元恒定相位延迟以及包含场同步的每个数据段的整个部分期间，由处在第一状态的多路复用器2261减少来自后置编码梳状滤波器226的后置编码码元解码结果中的运行误差。当该控制信号处在其第一状态时，多路复用器2261再现从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果作为其输出信号。将理想码元解码结果引入多路复用器2261的输出信号去掉运行误差。由于每个数据段有4+138(6)个码元，该理想码元解码结果每个数据段在相位上跳回四个码元恒定相位，以致没有运行误差能持续超过两个数据段。虽然运行误差更频繁地循环并且对12个交错格构编码的影响为两倍，后置编码梳状滤波器226中的运行误差的拖延周期的可能性明显小于后置编码梳状滤波器126中的拖延周期。
图5是表明图1使用NTSC带阻梳状滤波器20的一种类型320和后置编码梳状滤波器26的一种类型326的数字电视信号接收机一部分细节的方框示意图。NTSC带阻梳状滤波器320使用呈现1368个码元恒定相位延迟的第一延迟装置3201，该延迟基本等于模拟TV信号的两个水平扫描行的恒定相位，后置编码梳状滤波器326使用同样呈现该延迟的第二延迟装置3263。NTSC带阻梳状滤波器320中的第一线性组合器是一个减法器3202，后置编码梳状滤波器326中的第二线性组合器是一个模8加法器3262。
由多路复用器控制信号控制多路复用器261的一种类型3261，该信号当确定NTSC共道干扰不足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第二状态，而当确定NTSC同道干扰足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第三状态。DTV接收机最好包含用于检测NTSC共道干扰中隔行扫描行之间变化的电路，以使控制器28可不在该条件下提供第三状态的多路复用器3261控制信号。
通过处在第三状态的控制信号控制多路复用器3261，以便把加法器3262的模8相加结果作为由延迟装置3263延迟的1368个码元恒定相位延迟反馈给加法器3262作为被加数。这是一个模累加过程，其中一个单独的误差作为运行误差传播，误差每隔1368个码元恒定相位循环。该码元编码的间距(span)比一组Reed-Solomon编码的间距长，因此在Reed-Solomon解码期间容易校正一个单独的运行误差。在包含场同步的每个数据段的整个部分，以及每个数据段的开始的四个码元恒定相位，由处在其第一状态的多路复用器3261减少来自后置编码梳状滤波器326的后置编码码元解码结果中的运行误差。当该控制信号处在其第一状态时，多路复用器3261再现从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果作为其输出信号。将理想码元解码结果引入多路复用器2261的输出信号防止产生运行误差。16.67毫秒持续时间的NTSC视频场对24.19毫秒持续时间的DTV数据场呈现相位移动，因此包含场同步的DTV数据段最后扫描整个NTSC帧光栅(raster)。NTSC帧屏面中的525行各包含684个码元恒定相位延迟，总共有359,100个码元恒定相位延迟。由于比包含场同步的DTV数据段中832个码元恒定相位延迟的432倍小一些，可有合理的把握推测，将由在包含场同步的DTV数据段期间再现理想码元解码结果的多路复用器3261去掉持续时间比432个数据场更长的运行误差。对于可用理想码元解码结果的开始编码组，和NTSC视频扫描行，在数据段之间同样存在相位移动。可估计有359,100个码元恒定相位延迟，这是编码开始组中四码元恒定相位延迟的89,775倍，在89,775个连续数据段期间扫描。由于每个DTV数据场有313个数据段，可有合理的把握推测，在编码开始组期间将由再现理想码元解码结果的多路复用器3261去掉持续时间比287个数据场长的运行误差。抑制运行误差的两个根源适当地相互独立，因此持续时间超过200个左右的数据场的运行误差是完全不可能的。此外，如果NTSC共道干扰在运行误差复现时降低以抑制多路复用器3261再现数据限幅器22的响应作为其输出信号，可以比在其它情况中更早校正误差。
图5的NTSC带阻梳状滤波器320在抑制响应于模拟TV水平同步脉冲产生的解调赝生现象方面，以及抑制响应于模拟TV垂直同步脉冲和均衡脉冲产生的许多解调赝生现象方面非常好。这些赝生现象是具有最高能量的共道干扰。除了在两个扫描行周期范围在模拟TV信号的视频内容中存在扫描行与扫描行间的变化，NTSC带阻梳状滤波器320对与其彩色无关的该视频内容提供适当的良好抑制。在码元同步和均衡电路16中的跟踪带阻滤波器未对其抑制的情况下，对模拟TV信号的FM音频载波的抑制相当好。在NTSC带阻梳状滤波器320的响应中也抑制了大多数模拟TV色同步信号的赝生现象。此外，由NTSC带阻梳状滤波器320提供的滤波与置于格构解码过程中的NTSC干扰消除相“正交”。
图6是表明图1使用NTSC带阻梳状滤波器20的一种类型420和后置梳状滤波器26的一种类型426的数字电视信号接收机一部分细节的方框示意图。NTSC带阻梳状滤波器420采用呈现179,208个码元恒定相位延迟的第一延迟装置4201，该延迟与一个模拟TV信号的262个水平扫描行的周期基本相等，并且后置编码梳状滤波器426采用同样呈现该延迟的第二延迟装置4261。减法器4202在NTSC带阻梳状滤波器420中起第一线性组合器的作用，模8加法器4262在后置编码梳状滤波器426中起第二线性组合器的作用。
由多路复用器控制信号控制多路复用器261的一种类型4261，该信号当确定NTSC共道干扰不足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第二状态，而当确定NTSC共道干扰足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第三状态。DTV接收机最好包含用于检测NTSC共道干扰中场与场间变化的电路，以使控制器28可抑制在该条件下提供第三状态的多路复用器3261控制信号。
由处在第三状态的控制信号控制多路复用器4261，以便把加法器4262的模8相加结果作为由延迟装置4263延迟的179,208个码元恒定相位延迟反馈给加法器4262作为被加数。这是一个模累加过程，其中一个单独的误差作为运行误差传播，误差每隔179,208个码元恒定相位延迟重现。该码元编码间距比一组Reed-Solomon编码的间距长，因此在Reed-Solomon解码期间易于校正单个运行误差。在包含场同步的每个数据段的整个部分期间，以及每个数据段开始的四个码元恒定相位，由处在其第一状态的多路复用器4261减少来自后置编码梳状滤波器426的后置编码码元解码结果中的运行误差。当该控制信号处在其第一状态时，多路复用器4261再现从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果作为其输出信号。将理想码元解码结果引入多路复用器4261的输出信号防止出现运行误差。假设去除多路复用器4261输出信号中运行误差所需数据场的最大数量与去除多路复用器3261输出信号中运行误差所需的基本相同。然而，在该周期中误差重复出现的次数降低131倍。
图6的NTSC带阻梳状滤波器420抑制响应于模拟TV垂直同步脉冲和均衡脉冲产生的大多数解调赝生现象，以及抑制响应于模拟TV水平同步脉冲中产生的所有解调赝生现象。这些赝生现象是具有最高能量的共道干扰。另外，NTSC带阻梳状滤波器420抑制由在场到场或行到行间不改变的模拟TV信号的视频内容产生的赝生现象，去掉与其水平空间频率和彩色无关的静止图案。在NTSC带阻梳状滤波器420的响应中也抑制了大部分模拟TV色同步信号的赝生现象。
图7是表明使用NTSC带阻梳状滤波器20的一种类型520和后置梳状滤波器26的一种类型526的图1的数字电视信号接收机一部分细节的方框示意图。NTSC带阻梳状滤波器520采用呈现718,200个码元恒定相位延迟的第一延迟装置5201，该延迟与一个模拟TV信号两帧的周期基本相等，后置编码梳状滤波器526采用同样呈现该延迟的第二延迟装置5261。减法器5202在NTSC带阻梳状滤波器520中起第一线性组合器的作用，模8加法器5262在后置编码梳状滤波器526中起第二线性组合器的作用。
由多路复用器控制信号控制多路复用器261的一种类型5261，该信号当确定NTSC共道干扰不足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第二状态，而当确定NTSC共道干扰足以在从数据限幅器22输出的信号中造成无法校正的误差时的大部分时间处在其第三状态。DTV接收机最好包含用于检测NTSC共道干扰中交替帧之间变化的电路，以使控制器28可抑制在该条件下提供第三状态的多路复用器5261控制信号。
通过处在第三状态的控制信号控制多路复用器5261，以便把加法器5262的模8相加结果作为由延迟装置5263延迟的718,200个码元恒定相位延迟反馈给加法器5262作为被加数。这是一个模累加过程，其中一个单独的误差作为运行误差传播，误差每隔718,200个码元恒定相位重复出现。该码元编码间距比一组Reed-Solomon码的间距长，因此在Red-Solomon解码期间易于校正单个运行误差。在包含场同步的每个数据段的整个部分，以及每个数据段开始的四个码元恒定相位延迟期间，由处在其第一状态的多路复用器5261减少来自后置编码梳状滤波器526的后置编码码元解码结果中的运行误差。当该控制信号处在其第一状态时，多路复用器5261再现从控制器28中的存储器提供的理想码元解码结果作为其输出信号。将理想码元解码结果引入多路复用器5261的输出信号防止出现运行误差。假设去除多路复用器5261输出信号中运行误差所需数据场的最大数量与去除多路复用器3261输出信号中运行误差所需的基本相同。然而，在该周期中误差复现的次数降低525倍。
图7的NTSC带阻梳状滤波器520抑制响应于模拟TV垂直同步脉冲和均衡脉冲产生的所有解调的赝生现象，以及抑制响应于模拟TV水平同步脉冲中产生的所有解调的赝生现象。这些赝生现象是具有最高能量的共道干扰。另外，NTSC带阻梳状滤波器520抑制由在两帧范围内不改变的模拟TV信号的视频内容产生的赝生现象，去掉与其水平空间频率和彩色无关的静止图案。在NTSC带阻梳状滤波器520的响应中也抑制了所有模拟TV色同步信号的赝生现象。
电视系统设计领域中的技术人员应了解，除图3-7所示的那些类型外还有其它类型可在NTSC带阻滤波器的设计中采用的模拟TV信号中相关和反相关的其它特性。利用NTSC带阻滤波器与已公开的两种NTSC带阻滤波器类型级联把基带信号的2N电平提高到8N-1数据电平。需要这些滤波器克服特别不利的共道干扰问题，尽管其缺点是降低码元解码的随机噪声干扰的信噪比。
图8更详细地示出图1的多路复用器261的优选结构，以及用于产生施加到多路复用器261的理想码元解码结果的电路。多路复用器261包括只读存储器(ROM)46、48、50的输出缓冲寄存器，用于从多路复用器261向3比特宽的输出总线2610有选择地读取。多路复用器261还包括一个三态缓冲器2611，用于在不产生理想码元解码结果时的各个时间期间向输出总线2610有选择地传送多路复用器2612的3比特宽的输出。多路复用器261响应处于“0”的NTSC共道干扰检测器44，“0”代表NTSC共道干扰不具有会在由数据限幅器22提供的中间码元解码结果中造成无法校正的误差的码元的幅度，以再现中间码元解码结果作为到三态数据缓冲器2611的输入信号。多路复用器261响应处于“1”的NTSC共道干扰检测器44，“1”代表NTSC共道干扰具有在由数据限幅器22提供的中间码元解码结果中造成无法校正的误差的幅度，以便从第二线性组合器262再现预编码码元解码结果作为到三态数据缓冲器2611的输入信号。
用于产生施加到输出总线2610的理想码元解码结果的电路包括ROM46、48、50；码元时钟发生器52；用于寻址ROM 46、48、50的地址计数器54；用于复位计数器54的干扰(jam)复位电路56；用于产生读取ROM46、48、50的使能信号的地址解码器60、62、64；和用于控制三态缓冲器2611的“或非(NOR)”门92。地址计数器54对从码元时钟发生器52以码元解码速率接收的输入脉冲计数，从而产生分别描述一个数据帧中码元的连续地址。这些地址的适当部分施加到ROM46、48、50作为其输入地址。干扰复位电路56复位计数器54，以便响应由图1的数据同步检测电路18恢复的数据场同步信息F和数据段同步信息S适当计数。
最好是构成计数器54，以便一组高有效位对每个数据帧的数据段的数量进行计数，和以便一组低有效位对每个数据帧的码元数量进行计数。这样简化了干扰复位电路56的设计；降低了到地址解码器60、62、64的输入信号的比特宽度；便于用来自计数器54的部分地址来寻址ROM46、48、50，降低ROM寻址的比特宽度。
ROM46存储奇数场同步段的理想码元解码结果并通过从地址解码器60接收“1”被选择性使能以便读取。由对每个数据段组的码元数量计数的计数器54输出的该组低有效位寻址ROM46；地址解码器60响应对每个数据帧的数据段数量计数的该组高有效位。地址解码器60当且仅当由地址计数器54提供的地址的数据段部分对应于奇数场同步段的地址时产生“1”。
ROM48存储偶数场同步段的理想码元解码结果并通过从地址解码器62接收“1”被选择性使能以便读取。由对每个数据段组的码元数量计数的计数器54输出的该组低有效位寻址ROM48；地址解码器62响应对每个数据帧的数据段数量计数的该组高有效位。地址解码器62当且仅当由地址计数器54提供的地址的数据段部分对应于偶数场同步段的地址时产生“1”。
ROM50在每个同步段的开始存储开始编码组的理想码元解码结果并通过从地址解码器64接收“1”被选择性使能以便读取。ROM50响应计数器50输出的两个最低有效位；地址解码器64响应于对每个数据段组的码元数量进行计数的计数器54输出的该组低有效位。地址解码器64当且仅当由地址计数器54提供的地址的每个数据段计数部分的数据码元对应于开始编码组的部分地址时产生“1”。
“或非”门92在其三个输入连接端中相应的一个接收地址解码器60、62和64的响应。当可用理想码元解码结果时，地址解码器60、62和64之一提供“1”作为其输出信号，控制“或非”门92向三态数据缓冲器2611提供“0”响应。这样控制三态数据缓冲器2611以便对数据总线2610的位线呈现高源阻抗，因此，在来自多路复用器2612的3比特宽的数据总线2610上将不传送多路复用器2612传送的信号。对于不能预测理想码元解码结果的数据段那些部分期间，地址解码器60、62和64中的任何一个都不提供“1”作为其输出信号，控制“或非”门92以便向三态数据缓冲器2611提供“1”响应。这样控制三态数据缓冲器2611以便对数据总线2610的位线呈现低源阻抗，因此，在3比特宽的数据总线2610上将传送从多路复用器2612传送的信号。
图9示出至此所述的、根据本发明另一个方面构成的数字电视信号接收机的改进，以便采用相应的偶数级数据限幅器并行操作多个码元解码器，其每一个各自的前面有不同类型的NTSC带阻梳状滤波器并且各自后面跟有相应的后置编码梳状滤波器，以补偿由前面的NTCS带阻梳状滤波器引入的预编码。一个偶数级数据限幅器A24把第一类NTSC带阻滤波器A20的响应转换成应用于第一类后置编码梳状滤波器A26的第一预编码码元解码结果。一个偶数级数据限幅器B24把第二类NTSC带阻滤波器B20的响应转换成加到第二类后置编码梳状滤波器B26的第二预编码码元解码结果。一个偶数级数据限幅器C24把第三类NTSC带阻滤波器C20的响应转换成加到第三类后置编码梳状滤波器C26的第三预编码码元解码结果。当采用如图3-7之一所示的接收机部分时，图9部件的识别号码中的首字A、B和C是与相应的整数1、2、3、4和5之一对应的不同整数。
图9中的码元解码选择电路66从理想码元解码结果、从自数据限幅器22接收的中间码元解码结果和从自后置编码梳状滤波器A26、B26和C26接收的各种后置编码码元编码结果选择，形成加到格构解码电路34的校正码元解码的最佳估算。码元解码结果的最佳估算用于校正后置梳状滤波器A26、B26和C26中的相加过程。
选择NTSC带阻梳状滤波器A20和后置编码梳状滤波器A26的电路与图7的NTSC带阻梳状滤波器520和后置梳状滤波器526的电路相同是有利的。由于718,200个码元必须存储在两个视频帧延迟5201和5263的每一个中，所以要这样做，尽管存储器是不容忽视的成本。然而，在2视频帧延迟5201中的存储可用于实现更短的延迟4201、3201、2201、1201。同样，在2视频帧延迟5203中的存储可用于实现更短的延迟4263、3263、2263、1263。
当NTSC带阻梳状滤波器A20相加地组合交替视频帧时，响应于模拟TV同步脉冲、均衡脉冲、和色同步信号产生的高能量解调赝生现象全部被抑制。另外，由两帧范围中不改变的模拟TV信号的视频内容产生的赝生现象被抑制，去掉了与其空间频率或彩色无关的静止图案。
抑制解调的赝生现象的剩余问题主要涉及抑制从在模拟TV信号光栅内特定像素位置的帧与帧间的差异产生的那些解调的赝生现象。这些解调的赝生现象可由帧间滤波技术抑制。可选择NTSC带阻梳状滤波器B20和后置梳状滤波器B26电路，以便依据水平方向中的相关性抑制剩余解调的赝生现象，并可选择NTSC带阻梳状滤波器C20和后置梳状滤波器C26电路，以便依据垂直方向中的相关性抑制剩余解调的赝生现象。考虑如何进一步实施这种设计决定。
如果SAW滤波或IF放大器链12中的伴音限波未抑制共道干扰模拟TV信号的伴音载波，选择NTSC带阻梳状滤波器B20和后置梳状滤波器B26电路的类型与图3的NTSC带阻梳状滤波器120和后置梳状滤波器126电路相似是有利的。如果SAW滤波或IF放大器链12中的伴音限波抑制了共道干扰模拟TV信号的伴音载波，选择NTSC带阻梳状滤波器B20和后置梳状滤波器B26电路的类型与图4的NTSC带阻梳状滤波器220和后置梳状滤波器226电路相似是有利的。这是由于仅相互间隔六个码元恒定相位延迟的视频分量之间的反相关性通常比相互间隔12个码元恒定相位的视频分量之间的相关性好。
由于必须对是选择同一场中时间上更接近的扫描行还是空间上更接近的前一场中的行要与NTSC带阻梳状滤波器C20中的当前扫描行相组合做出选择，NTSC带阻梳状滤波器C20和后置梳状滤波器C26电路的最佳选择不太直接。由于场间的跳断不太可能破坏梳状滤波器C20的NTSC带阻，选择同一场中时间上更接近的扫描行通常是较好的选择。对于这种选择，NTSC带阻梳状滤波器C20和后置梳状滤波器C26电路是与图5的NTSC带阻梳状滤波器320和后置梳状滤波器326电路相似的类型。对于另一种选择，NTSC带阻梳状滤波器C20和后置梳状滤波器C26电路是与图6的NTSC带阻梳状滤波器420和后置梳状滤波器426电路相似的类型。
图9是本发明另一个实施例中改进的数字接收机装置，使用附加的并行数据限幅操作，分别通过在相应的NTSC带阻滤波器后置接有相应的偶数级的数据限幅器，随后是相应的后置编码梳状滤波器级联连接来实现。虽然图9示出两个附加并行数据限幅操作，采用进一步并行数据限幅操作的改进可进一步提供改进正确码元解码结果最佳估算的能力。
在图9电路的优选实施例中，在可用理想解码结果时，码元解码选择电路66选择理想解码结果作为最终解码结果。当确定实际上获得NTSC共道干扰时，中间码元解码结果和各种后置编码码元解码结果之间的差别可能归因于NTSC共道干扰。因此，在不能用理想解码结果时，可由将各种后置编码码元解码结果相互比较和与中间解码结果比较由码元解码选择电路66选择最终解码结果。
最初希望确定实际上获得NTSC共道干扰的原因是当“白”噪声的电平足以在后置编码元解码结果中比在中间解码结果中实际上造成更多误差时，在噪声接收状态期间也可在各种码元解码结果中产生这些差别。采用美国专利No.5,594,496中描述的技术或使用不同NTSC共道干扰带阻滤波器的类似技术，在出现场同步信息时可确定数据段期间出现NTSC共道干扰的事实。然而，最好是在连续实时的基础上监测NTSC共道干扰的强度，以便可考虑NTSC共道干扰中因衰落或因视频内容中的变化而产生的变化。
图9示出通过测量NTSC共道干扰中4.5MHz载波间的电平提供的这种监测，正如其发明人在1997年3月21日提交的题为“使用载波间信号检测数字TV接收机中的NTSC共道干扰”的美国专利申请No.08/821,945中所讲授的。由“前端”电子设备10转换成IF的DTV信号提供给NTSC伴音信号的准并行型IF放大器链68。NTSC伴音信号的IF放大器链68中的放大级对应于DTV信号的IF放大链12中类似的放大级，其基本上具有线性增益，并具有与IF放大链12中对应的放大级相同的自动增益控制。IF放大链68的频率选择性设为加重NTSC音频载波±250KHz范围内和NTSC视频载波±250KHz左右的范围内的响应。如果采用多转换接收机电路，可由UHFIF放大器中的SAW滤波执行确立IF放大链68的频率选择性的滤波过程。IF放大链68的响应提供给载波间检测器70，载波间检测器70使用调制的NTSC视频载波作为用于外差NTSC音频载波的恢复载波，以产生带有4.5MHz载频的载波间伴音中频信号。由一个载波间伴音中频放大器72放大该载波间伴音IF信号，该4.5MHz的IF放大器72把放大的载波间伴音IF信号提供给载波间幅度检测器74。幅度检测器74的响应提供给阈值检测器76。如果NTSC共道干扰的强度足以可能在由数据限幅器22进行的数据限幅中造成误差，则超过阈值检测器76的阈值。阈值检测器76向码元检测选择电路66提供是否超过阈值的指示。如果该指示为NTSC共道干扰不具有可能在由数据限幅器22进行的数据限幅中造成误差的足够强度，则该指示控制码元解码选择电路66从数据限幅器22选择中间码元解码结果作为最终码元解码结果，只要是不能为当前的符号恒定相位延迟提供理想码元解码结果。如果追求最佳性能，应仔细选择载波间幅度检测器74中的时间常数。由于隔离的码元解码误差是可以校正的，从具有快时间常数的载波间幅度检测器74消除输出信号的短脉冲对于产生用于将最终码元解码结果的选择从中间码元解码结果切换到后置编码码元解码结果的控制信号可能是最好的。
通过共道干扰模拟电视信号的音频和视频载波之间的外差可利用各种电路结构获得载波信号。美国专利申请No.08/821,945中公开了许多这类结构。
图10A和10B示出用于选择最终码元解码结果的码元解码选择电路66中包括的一些详细电路。图10是表明如何将图10A和10B装配在一起以提供码元解码选择电路66的整个方框示意图的装配图。码元解码选择电路66有一条3比特宽的输出数据总线78，从图10A底部走向图10B底部，并由此到数据组装器30、数据交错器32、格构解码电路34、数据去交错器36、字节建立电路38、Reed-Solomon解码电路40和数据去随机化器42串联连接的始端，与图1所示的相同。图10A示出与图8所示相似的电路，用于把从ROM 46、48和50读取的理想码元解码结果有选择地施加到输出数据总线78。
图10B示出在理想码元解码结果不可用时用于在各时间间隔期间选择最终码元解码结果的最佳估算选择电路，这些时间间隔是在它们之间在DTV信号中提供数据段或数据场同步码的那些解码结果的时间间隔。图8的三态数据缓冲器2611和多路复用器2612由图10B的最佳估算选择电路中的三态数据缓冲器080、A80、B80和C80代替。由处在逻辑“1”的“与”门082的响应控制三态数据缓冲器080，以便在输出数据总线78上传送从图9的奇数级数据限幅器22提供的中间码元解码结果。由处在逻辑“1”的“与”门A82的响应控制三态数据缓冲器A80，以便在输出数据总线78上传送从图9的后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果。由处在逻辑“1”的“与”门B82的响应控制三态数据缓冲器B80，以便在输出数据总线78上传送从图9的后置梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果。由处在逻辑“1”的与“门”C82的响应传送控制三态数据缓冲器C80，以便在输出数据总线78上传送从图9的后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果。图10A的“或非”门58把其响应提供给“与”门082、A82、B82和C82作为它们各自相应的输入，因此可控制三态缓冲器080、A80、B80和C80，以便仅当没有由ROM 46、48和50的三态输出缓冲器中的任何一个在数据总线78上传送理想码元解码结果时对输出数据总线78的位线呈现低源阻抗。
当NTSC共道干扰为足以在数据限幅器22进行的数据限幅中造成误差的强度时，从图9的阈值检测器76输出的信号为逻辑“1”。从图9的阈值检测器76输出的信号作为相应的输入信号施加到“与”门A82、B82和C82的每一个，因此可控制三态缓冲器A80、B80和C80，以便仅当NTSC共道干扰为足以在数据限幅器22进行的数据限幅中造成误差的强度时到输出数据总线78的位线呈现低源阻抗。从图9的阈值检测器76输出的信号在作为输入信号施加到“与”门082前求反，因此可控制三态缓冲器080，以便仅当NTSC共道干扰为足以在数据限幅器22进行的数据限幅中造成误差的强度时对输出数据总线78的位线呈现低源阻抗。
现在考虑在图9的阈值检测器76输出的信号是逻辑“1”时如何从图9的后置编码梳状滤波器A26、B26和C26提供的后置编码码元解码结果中进行选择，逻辑“1”表示NTSC共道干扰为足以在由数据限幅器22提供的中间码元解码结果中造成误差的强度。由于用来实现该后置编码码元解码结果的梳状滤波在抑制NTSC共道干扰的赝生现象方面比用来实现另一个后置编码码元解码结果的梳状滤波更有效，假设在绝对项中与中间码元解码结果偏差最大的后置编码码元解码结果呈现该绝对偏差。因此，由图10B的数字减法器A84、B84和C84确定由数据限幅器22提供的中间码元解码结果和由后置编码梳状滤波器A26、B26和C26提供的后置编码码元解码结果之间的差。由绝对值电路A86、B86和C86确定这些差的绝对值，以确定从后置编码梳状滤波器A26、B26和C26提供的后置编码码元解码结果与由数据限幅器22提供的中间码元解码结果的绝对偏差。可用只读存储器(ROM)实现绝对值电路A86、B86和C86，以便通过有选择的位求反和加“1”达到更快的计算速率。通过采用ROM同时执行减法和绝对值处理可实现更快的计算速率。
图10B的最佳估算选择电路除三态缓冲器080、A80、B80和C80以及除“与”门082、A82、B82和C82外还包括数字比较器A88、B88和C88。数字比较器A88确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差是否等于或超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，如果肯定则提供逻辑“1”，如果否定则提供逻辑“0”。数字比较器B88确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差是否超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，如果肯定则提供逻辑“1”，如果否定则提供逻辑“0”。数字比较器C88确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差是否超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，如果肯定则提供逻辑“1”，如果否定则提供逻辑“0”。
为使“与”门A82的响应为用于控制三态缓冲器A80的逻辑“1”，以在输出数据总线78上传送由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果，数字比较器A88必须确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差等于或超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，与此同时，数字比较器C88要确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的偏差不超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果的偏差。为使“与”门B82的响应为用于控制三态缓冲器B80的逻辑“1”，以在输出数据总线78上传送由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果，数字比较器B88必须确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，与此同时，数字比较器A88要确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码符号解码结果的绝对偏差不等于或超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的偏差。为使“与”门C82的响应为用于控制三态缓冲器C80的逻辑“1”，以在输出数据总线78上传送由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果，数字比较器C88必须确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差等于或超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器A26提供的后置编码码元解码结果的绝对偏差，与此同时，数字比较器B88要确定中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器B26提供的后置编码码元解码结果的偏差不超过中间码元解码结果与由后置编码梳状滤波器C26提供的后置编码码元解码结果的偏差。当其两个相应输入的值相等时，使比较器A88、B88和C88中的一个并且仅有一个(在图10B中为比较器A88)提供逻辑“1”，以避免因从绝对值电路A86、B86和C86提供的绝对偏差全部相等，而三态数据缓冲器A80、B80和C80都不能被控制来从低源阻抗驱动输出数据总线78的位线的情况。
数字通信接收机设计领域以及熟悉前述说明和其附图的技术人员除上述具体描述的优选实施例外还能够设计出本发明的许多实施例。在界定下面更广义的权利要求范围时应牢记这一点。在下面的权利要求中，每当对前例进行引用时使用文字“所述”，而定冠词“该”用于语法目的，而不是引用前例。
权利要求
1.一种数字电视信号接收机，包括数字电视信号检测装置，用于提供一个各自具有规定时间长度的码元恒定相位的2N电平码元的流，N是正整数，所述2N电平码元流对伴随有共道干扰模拟电视信号敏感，所述各码元分组成带有相应数据段同步码的首部的连续数据段，所述数据段分组成带有每个数据场的初始数据段的连续数据场，每个数据场包含数据场到数据场之间的变化的数据场同步码；用于向所述2N电平码元流提供M个唯一梳状滤波器响应的电路，每个所述唯一梳状滤波器响应对伴随有共道干扰模拟电视信号的赝生现象的敏感性比所述2N电平码元流的小；多个码元解码器，用于产生相应的估算码元解码结果，所述多个码元解码器的第一个响应所述2N电平码元流产生第一估算码元解码结果，所述多个码元解码器的每个其它码元解码器响应所述M个唯一梳状滤波器响应中相应的一个产生相应的估算码元解码结果，其相应的估算码元解码结果被后置编码，以便针对所述M个唯一梳状滤波器响应中所述相应的一个完成相应的匹配滤波，从所述M个唯一梳状滤波器响应获得所述相应的估算码元解码结果，所述多个码元解码器的所述其它码元解码器包括用于产生第二估算码元解码结果的第一个第二码元解码器；用于检测所述第一和第二估算码元解码结果之间当前是否存在偏差的电路；和最佳估算选择电路，用于从所述相应的估算码元解码结果选择最佳估算，以便在出现同步码时的那些时间之间的时间产生最终码元解码结果，所述最佳估算的选择取决于所述第一估算码元解码结果与其它估算码元解码结果的偏差。
2.根据权利要求1所述的数字电视信号接收机，进一步包括响应最终码元解码结果的格构解码器电路，用于产生内部纠错解码结果；和响应所述内部纠错解码结果字节的Reed-Solomon解码器电路，用于产生外部纠错解码结果。
3.根据权利要求1所述的数字电视信号接收机，其中M是1。
4.根据权利要求3所述的数字电视信号接收机，其中所述最佳估算选择电路包括一多路复用器，连接用来提供在所述第一和第二估算码元解码结果之间选择的能力，用于在出现所述同步码时的那些时间之间的时间产生所述最终码元解码结果；用于求出所述第一和第二估算码元解码结果之间偏差的绝对数值的电路；用于产生所述绝对数值的平均值的平均器；和一个阈值检测器，响应超过预定阈值的所述平方结果的所述平均值，用于控制所述多路复用器选择所述第二估算码元解码结果，以在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果，或者控制所述多路复用器选择所述第一估算码元解码结果，以在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果。
5.根据权利要求3所述的数字电视信号接收机，其中所述最佳估算选择电路包括一多路复用器，连接用来提供在所述第一和第二估算码元解码结果之间选择的能力，用于在出现所述同步码时的那些时间之间的时间产生所述最终码元解码结果；一所述第一和第二估算码元解码结果之间偏差的平方器，用于求出作为那些偏差的绝对数值的平方结果；用于产生所述平方结果的平均值的平均器；和一阈值检测器，响应超过预定阈值的所述平方结果的所述平均值，用于控制所述多路复用器选择所述第二估算码元解码结果，以在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果，或者控制所述多路复用器选择所述第一估算码元解码结果，以便在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果。
6.根据权利要求5所述的数字电视信号接收机，进一步包括响应于最终码元解码结果的格构解码器电路，用于产生内部纠错解码结果；和响应于所述内部纠错解码结果字节的Reed-Solomon解码器电路，用于产生外部纠错解码结果。
7.根据权利要求1所述的数字电视信号接收机，其中M至少是2。
8.根据权利要求7所述的数字电视信号接收机，进一步包括用于确定所述共道干扰模拟电视信号当前的电平是否足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差，用于在确定所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果引起误差时提供第一指示，和在确定所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差时提供第二指示的电路；并且该电路在所述最佳估算选择电路中；和响应所述第一指示在当前从所述第一估算码元解码结果只选择所述最佳估算，和在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果的电路。
9.根据权利要求8所述的数字电视信号接收机，其中所述最佳估算选择电路进一步包括用于确定其它估算码元解码结果与所述第一估算码元解码结果的偏差中的哪一个具有最大绝对值，以产生其它估算码元解码结果中的哪一个最不可能由所述共道干扰模拟电视信号的赝生现象在其中引起误差的指示的电路；和当且仅当同时提供所述第二指示时响应于其它估算码元解码结果中的哪一个最不可能由共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象在其中引起误差的指示，从所述其它估算码元解码结果选择如此被标记为最不可能由所述共道干扰模拟电视信号的赝生现象引起误差的所述最佳估算，用于在出现所述同步码时的那些时间之间的各时间产生所述最终码元解码结果的电路。
10.根据权利要求7所述的数字电视信号接收机，进一步包括用于从所述共道干扰模拟电视信号的音频和视频载波之间的外差获得载波间信号的电路；用于检测该载波间信号的幅度何时超过规定电平，用于提供所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在由所述第一码元解码器产生的所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示，或者，提供所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示电路；并且该电路在所述最佳估算选择电路中；和响应于所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示，只从所述第一估算码元解码结果选择当前的所述最佳估算的电路。
11.根据权利要求10所述的数字电视信号接收机，其中所述最佳估算选择电路进一步包括用于确定其它估算码元解码结果中的哪一个与所述第一估算码元解码结果的偏差具有最大绝对值，以产生其它估算码元解码结果中的哪一个最不可能被所述共道干扰模拟电视信号的赝生现象在其中引起误差的指示的电路；和当且仅当同时提供所述第二指示时响应于其它估算码元解码结果中的哪一个最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象在其中引起误差的指示，从所述其它估算码元解码结果选择如此被标记为最不可能由所述共道干扰模拟电视信号的赝生现象引起误差的所述最佳估算，用于在出现所述同步码时的那些时间之间的时间产生所述最终码元解码结果的电路。
12.一种数字电视信号接收机，包括数字电视信号检测装置，用于提供一每个具有规定时间长度的码元恒定相位延迟的2N电平码元的流，N是正整数，所述2N电平码元流对伴随有共道干扰模拟电视信号敏感，所述码元分组成带有相应数据段同步码的首部的连续数据段，所述数据段分组成带有每个数据场的初始数据段的连续数据场，每个数据场包含在数据场与数据场之间变化的数据场同步码；一第一码元解码器，响应所述2N电平码元流产生第一估算码元解码结果；用于向所述2N电平码元流提供多个唯一梳状滤波器响应的电路，每个所述唯一梳状滤波器响应对共道干扰模拟电视信号的赝生现象的敏感性比所述2N电平码元流的小；相应的码元解码器，响应所述多个唯一梳状滤波器响应的相应的每一个，产生相应的估算码元解码结果，后置编码所述相应的估算码元解码结果，以便针对由其获得所述相应的估算码元解码结果的所述唯一梳状滤波器响应的所述相应的一个完成相应的匹配滤波，用于从所述共道干扰模拟电视信号的音频和视频载波之间的外差获得载波间信号的电路；检测该载波信号的幅度何时超过规定电平，用于提供所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在由所述第一码元解码器产生的所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示，或者，提供所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示的电路；检测所述2N电平码元流中同步码出现，提供所述2N电平码元流中出现同步码的指示和提供所述2N电平码元流中未出现同步码的指示的电路；响应于所检测的所述2N电平码元流中出现的同步码，用于为所述同步码产生理想码元解码结果的电路；用于确定除所述第一估算码元解码结果外的哪个所述估算码元解码结果当前与所述第一估算码元解码结果具有最大绝对偏差，以产生哪个所述其它估算码元解码结果最不可能由共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的指示的电路；一多路复用器，用于通过再现当前选择提供至此的多个输入信号之一来提供最终码元解码结果，所述多个输入信号包括所述第一估算码元解码结果、每个所述其它估算码元解码结果和所述理想码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中出现同步码的所述指示再现所述理想码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示和所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示的同时提供，再现所述第一码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；以及选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示、所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示、和哪个所述其它估算码元解码结果最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的所述指示的同时提供，再现最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的所述其它估算码元解码结果来提供所述最终码元解码结果。
13.根据权利要求12所述的数字电视信号接收机，进一步包括响应于最终码元解码结果的格构解码器电路，用于产生内部纠错解码结果；和响应于所述内纠错解码结果字节的Reed-Solomon解码器电路，用于产生外部纠错解码结果。
14.一种数字电视信号接收机，包括数字电视信号检测装置，用于提供一每个具有规定时间长度的码元恒定相位延迟的2N电平码元的流，N是正整数，所述2N电平码元流对伴随有共道干扰模拟电视信号敏感，所述码元分组成带有相应数据段同步码的首部的连续数据段，所述数据段分组成带有每个数据场的初始数据段的连续数据场，每个数据场包含在数据场与数据场之间变化的数据场同步码；一第一码元解码器，响应于所述2N电平码元流产生第一估算码元解码结果；用于向所述2N电平码元流提供第一、第二和第三唯一梳状滤波器响应的电路，每个所述唯一梳状滤波器响应对共道干扰模拟电视信号的赝生现象的敏感性比所述2N电平码元流的小；一响应于所述第一梳状滤波器响应产生第二估算码元解码结果的第二码元解码器，所述第二码元解码器包括一个第一后置编码梳状滤波器，用于在匹配的滤波器响应中向所述第一梳状滤波器响应提供所述第二估算码元解码结果；一响应于所述第二梳状滤波器响应产生第三估算码元解码结果的第三码元解码器，所述第三码元解码器包括一个第二后置编码梳状滤波器，用于在匹配的滤波器响应中向所述第二梳状滤波器响应提供所述第三估算码元解码结果；一响应于所述第三梳状滤波器响应产生第四估算码元解码结果的第四码元解码器，所述第四码元解码器包括一个第三后置编码梳状滤波器，用于在匹配的滤波器响应中向所述第三梳状滤波器响应提供所述第四估算码元解码结果；用于从所述共道干扰模拟电视信号的音频和视频载波之间的外差获得载波间信号的电路；用于检测该载波信号的幅度何时超过规定电平，提供所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在由所述第一码元解码器产生的所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示，或者，提供所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的指示的电路；用于检测所述2N电平码元流中同步码出现，提供所述2N电平码元流中出现同步码的指示，和提供所述2N电平码元流中未出现同步码的指示的电路；响应所检测的所述2N电平码元流中出现的同步码，以为所述同步码产生理想码元解码结果的电路；用于确定所述第二、第三和第四估算码元解码结果中的哪一个与所述第一估算码元解码结果具有最大绝对偏差，以产生所述第二、第三和第四估算码元解码结果中的哪一个最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的指示的装置；一多路复用器，用于通过再现当前选择的提供至此的多个输入信号之一来提供最终码元解码结果，所述多个输入信号包括所述第一估算码元解码结果、所述第二估算码元解码结果、所述第三估算码元解码结果、所述第四估算码元解码结果和所述理想码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中出现同步码的指示，再现所述理想码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示和所述共道干扰模拟电视信号的电平不足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示的同时提供，再现所述第一码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示、所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示、和所述第二估算码元解码结果最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的所述指示的同时提供，再现所述第二码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示、所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示、和所述第三估算码元解码结果最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的所述指示的同时提供，再现所述第三码元解码结果来提供所述最终码元解码结果；选择性地控制所述多路复用器，以便通过响应于所述2N电平码元流中未出现同步码的所述指示、所述共道干扰模拟电视信号的电平足以在所述第一估算码元解码结果中引起误差的所述指示、和所述第四估算码元解码结果最不可能被共道干扰模拟电视信号的所述赝生现象引起误差的所述指示的同时提供，再现所述第四码元解码结果来提供所述最终码元解码结果。
15.根据权利要求14所述的数字电视信号接收机，进一步包括响应于最终码元解码结果的格构解码器电路，用于产生内部纠错解码结果；和响应于所述内部纠错解码结果字节的Reed-Solomon解码器电路，用于产生外部纠错解码结果。
全文摘要
比较在码元解码前使用梳状滤波抑制NTSC共道干扰的赝生现象获得的码元解码结果和在码元解码前不使用该梳状滤波获得的码元解码结果,以便确定选择哪个码元解码结果作为最终码元解码结果。当出现NTSC共道干扰时,选择使用梳状滤波器抑制NTSC共道干扰的赝生现象获得的码元解码结果作为最终码元解码结果。检测数字电视信号以确定是否获得4.5MHz的NTSC内载波,以确认显著NTSC共道干扰的出现。
文档编号H04N5/44GK1242670SQ9812032
公开日2000年1月26日 申请日期1998年7月18日 优先权日1998年7月18日
发明者艾伦·L·林伯格 申请人:三星电子株式会社