专利名称：数字重放信号处理装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一数字重放信号处理装置，具体来说，涉及所采用的局部响应适用于最小码长具有相当大范围场合根据码字重放数字记录的回放系统中设有的数字重放信号处理电路的数字重放信号处理装置。
背景技术：
最近，包括可近乎永久性存储记录的光盘(此后称CD)和数字多功能光盘(此后称为DVD)在内的数字记录媒体受到关注。
为了回放CD和DVD上记录的信号，普遍采用种种模拟重放信号处理装置，因为这些电路规模相当简单、小型，因此能够以较低成本制造。
作为第一现有例，现参照图7说明一模拟DVD重放信号处理装置。
图7是下面所说明的重放信号所经过的现有模拟重放信号处理装置Z配置的框图。
如图7所示，利用读取头102从记录媒体101读出模拟重放信号并送至一模拟滤波器103。滤波器103除掉信号中的高频噪声成分，并增强信号中特定频率范围来减小扰动。
经滤波器103滤波的信号接着传送至一DC电平控制电路104和一电平比较器105。DC电平控制电路104从所滤波的模拟重放信号当中提取提取一DC成分，并将它释放至用以确定取样电平的比较器105。
比较器105将所滤波的模拟重放信号与取样电平相比较，判定是大于还是小于该电平，并将其二进制判定释放作为二进制数据。
该二进制数据送至一相位比较器106，其中将它与一电压控制振荡器108所发出的时钟信号进行相位比较。相位比较误差造成的一相位误差信号经一环路滤波器107送至电压控制振荡器108用来控制时钟信号的振荡。
当如上所述进行模拟重放信号处理装置Z中的信号处理过程时，从CD或DVD记录当中读出的重放信号所具有的电平完整，但并不令人满意。因此期望开发改进的重放信号处理装置在一较高水准上处理信号。
DVD系统采用的是基于“8至14调制”(此后称为EFM)码或EFM＋码的信号，其中一码字的最小码长为3T。DVD系统光学部的频率响应示于图6。
通常，DVD记录是高密度的，它们的重放信号的通道速率和重放速率设定为高于图6所示光学系统频率响应的频率。利用光学系统中的频率响应，从而会以明显衰减电平重放该码字的任何1T信号。具体来说，在例如FEM中将最小码长设定为3T，允许所要识别的最小坑点长度与3T同样长。若重放速率的码长包含一长度为1T的坑点，其信号大小便太小而难以识别或读取，也就是说，1T信号成分衰减到无法重放的电平。
所以说，DVD系统重放部的S/N(信号-噪声)比相当高。利用这种高S/N比和其最小码长有限的EFM信号，DVD系统便提供高密度记录的能力。
对于磁光盘系统，则采用称为“局部响应最大近似度”(此后称为PRML)的独特重放信号处理方法来提高记录密度。
PRML方法是通信技术中局部响应技术和编码技术中最大近似度解码技术的结合。因此需要选择其频率响应与PRML所回放信号的频率响应匹配的优化型局部响应。
例如，磁盘输出的回放信号具有诸如图8所示磁记录特性的带通特性。其频率响应与表现出可以以(1，0，-1)为特征的带通特性的磁记录重放信号的频率响应相匹配。如图8所示，磁记录的重放信号的频率响应与局部响应(1，0，-1)的频率响应很近似，不必增强更高频域就可以方便地使它们均衡。具体来说，局部响应的频率特性与码字关系密切。
已经尝试将PRML方法应用于DVD信号，来借助于PRML方法的优点提高DVD媒体的记录密度。因此需要对PRML方法的DVD信号进行处理，来开发一具有更高信号读出能力的改进的数字重放信号处理装置。
图9是作为第二现有例所记录的是PRML方法信号的磁光盘所用的数字重放信号处理装置其配置的框图。下面说明信号处理装置Y处理重放信号的过程。
如图9所示，读取头202读出的模拟重放信号送至一模拟滤波器203，从而使其高频噪声截止，并控制其在特定频段内的信号成分接近局部响应(1，1)的频率特性。经过滤波的模拟重放信号接着送至一DC电平控制电路204，电平比较器205和模拟/数字变换器209。
DC电平控制电路204从模拟重放信号当中提取DC成分，并将它送至电平比较器205用作一取样电平。比较器205将所滤波的模拟重放信号与取样电平比较，并输出其比较信号至一相位比较器206。
相位比较器206对比较信号和一电压控制振荡器208提供的时钟信号进行比较，并经一环路滤波器207将其相位误差信号送至电压控制振荡器208。时钟信号还送至模拟/数字变换器209和维特比解码器210。
经滤波的模拟重放信号由模拟/数字变换器209变换为一数字信号，接着送至局部响应(1，1)型维特比解码器210变换为一二进制数据。
图10是示出磁光盘重放信号频率响应和局部响应(1，1)的频率响应图。由图可知，两特性曲线在形状上类似，这表明该频率响应不需要在均衡过程中增强高频频段就行。
用于载置PRML信号的磁光盘所用的数字重放信号处理装置Y允许以高于第一现有例模拟重放信号处理装置Z的保真度从其记录媒体当中重放信号。
但采用局部响应(1，1)的数字重放信号处理装置Y仍然存在无法与DVD或CD系统兼容的缺点。
如前文所述，DVD或CD系统通常采用其最小码长为3T的EFM码或EFM+码。但EFM码或EFM+码在高频频段所载信息较少。因而，DVD或CD系统中记录的位速率设定得相当高时，所重放信号的频率响应会在其高频频段表现出一明显衰减的电平。这造成频率响应采用局部响应(1，1)的数字信号处理过程中DVD或CD系统的EFM码或EFM+码的重放信号中高频噪声增强，这样便妨碍以高保真度读出所重放的信号。
由于提高局部响应的阶使频率响应中高频段的增强效应受到抑制，因而可以利用更高阶的局部响应来消除数字重放信号处理装置中高频段的增强问题。但局部响应的阶越高，装置的电路构成越复杂。
图2示出DVD重放信号的频率响应以及局部响应。如图2所示，纵轴表示输出增益，横轴表示经过归一化的频率。显然，光频率响应允许在低频频段输出信号，并且输出随归一化频率的提高而下降，大于0.3频率处几乎无输出。局部响应(1，1)，(1，2，1)和(1，3，3，1)的3条曲线分别由下列表达式(1)、(2)和(3)表达。注意1+D表示一电流信号与延迟1T的信号的相加。
1+D=1＋exp(-jw) (1)(1+D)2=(1+exp(-jw))2(2)(1+D)3=(1+exp(-jw))3(3)
现在考虑的是基于NRZ(non-return to zero；不归零)码的判定电平。用于NRZ码的判定电平为2(用2电平表示)，用于局部响应(1，1)的判定电平为3(用3电平表示)，用于局部响应(1，2，1)的判定电平为5(用5电平表示)，用于局部响应(1，3，3，1)的判定电平为9(用9电平表示)。例如，对局部响应给出的是信号“011111000”时，根据1+D的表达式(1)与一延迟1T的信号相加，因此用“x1222100x”表达，其中x根据其前后数值为0或1。因此和由3个数字“0”、“1”和“2”表达，判定电平的数目为3。若判定电平的数目升高到例如5或9更大的数目，判定会困难。而且，维特比解码器的维特比电路构成会与判定电平的平方成正比增加。
可理解，即便利用局部响应(1，3，1)来消除任何现有的数字重放信号处理装置中上述问题，但会令判定随减小的高频频段中的增强效应更加困难，维特比电路的总体构成会变得庞大。而且，DVD重放信号的频率响应会与局部响应(1，3，3，1)明显不相近似，两者难以均衡。利用局部响应(1，3，3，1)不理想。
由于上述问题，人们不愿意利用种种的模拟回放信号处理装置来重放DVD信号。
发明概述本发明目的在于，解决上述问题，以提供一种利用所具有的频率响应适用于拾取基于其最小码长为2T或以上码字的高频截止型信号的局部响应，且电路构成简单的数字重放信号处理装置，按照本发明，利用一有限冲击响应Finite ImpulseResponse(此后称为FIR)滤波器对数字重放信号进行的均衡采用(a，b，b，a)型局部响应作为目标特性，该FIR滤波器包括延迟元件构成，其中任意2个延迟元件与一乘法器连接，由此可明显减少总体电路构成。具体来说，采用(3，4，4，3)型局部响应，从而对DVD信号的频率响应进行方便的均衡。
实现本发明的第一方式，为一种数字重放信号处理装置，用于从高频截止型数字记录装置的记录媒体当中读出所记录信号，其包括一读取头，用来读出所记录信号并将它释放作为一模拟重放信号；一低通滤波器，用来从该模拟重放信号当中除掉高频噪声；一模拟/数字变换器，用来将低通滤波器所滤波的模拟重放信号变换成一数字重放信号；一FIR滤波器，用来利用一自适应均衡系数对该数字重放信号进行滤波一自适应均衡系数设定器，用来利用(a，b，b，a)定义的局部响应的冲击响应特性使该数字重放信号的冲击响应均衡，并确定该自适应均衡系数，将FIR滤波器所滤波的数字重放信号释放作为一经均衡数字重放信号；一相位比较器，用来根据该数字重放信号或经均衡数字重放信号检测一相位误差信号；一局部响应瞬态判定器，响应FIR滤波器输出信号，用来产生一瞬态数据判定信号并送至自适应均衡系数设定器和相位比较器；一维特比解码器，用来将该FIR滤波器所释放的经均衡数字重放信号解码成一判定用数据；一环路滤波器，用来对相位比较器检测出的相位误差信号进行滤波；一数字/模拟变换器，用来将所滤波的相位误差信号变换成一模拟信号；以及一电压控制振荡器，由数字/模拟变换器的输出信号控制，以产生一时钟信号送至所述维特比解码器。第一方式的数字重放信号处理装置因此能够进行局部响应重放，与任何现有的模拟重放装置相比读出性能有所改进，并且在电路构成小型化方面有利。
实现本发明的第二方式，为第一方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，FIR滤波器包括一延迟元件阵列，具有一系列按行互相连接的延迟元件，用来使输入信号经每一元件延迟1T；多个乘法器，分别配置成将均衡系数与该输入信号或位于延迟元件阵列至少两个以上连续的延迟元件之后的延迟元件阵列的一节点所释放的一延迟信号相乘；以及一加法器，用来累加乘法器的输出信号。
实现本发明的第三方式，为第一方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，自适应均衡系数设定器设有为一均衡目标的(a，b，b，a)型冲击响应或局部响应，并配置成适时更新该自适应均衡系数用于改变(a，b，b，a)中数值a和b，使得局部响应瞬态判定器的瞬态数据判定信号与经均衡数字重放信号之差的均方为最小，由此可获得该局部响应的所需特性。
实现本发明的第四方式，为第一方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，局部响应瞬态判定器具有将与较低阶或任何2电平检测一起进行的电平判定所确定的数据变换为用于自适应均衡的局部响应的判定电平的功能，以及瞬态识别过零区的功能。
实现本发明的第五方式，为第一方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，维特比解码器包括一分支量度运算器，具有一用来改变与局部响应(a，b，b，a)对应的维特比判定电平的装置；一路径量度运算器，响应一控制信号发生器所送出的一选择信号，以累加分支量度运算器的输出信号；该控制信号发生器，通过比较路径量度运算器的输出信号与分支量度运算器的输出信号，产生表明一被选取几率最高的路径的选择信号；以及一路径存储器，具有状态存储器，使得自适应均衡系数的设定与(a，b，b，a)型局部响应兼容。
实现本发明的第六方式，为第三方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，自适应均衡系数设定器配置成压缩nT(n=1，2，3，…)间隙处均衡系数的更新时间。
实现本发明的第七方式，为第五方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，维特比解码器配置成消除受码长限制的路径，并可通过改变局部响应(a，b，b，a)中数值a和b来任意修改维特比判定电平。
实现本发明的第八方式，为第一或第三或第五或第七方式的数字重放信号处理装置，其中修改之处在于，局部响应(a，b，b，a)为(3，4，4，3)。
实现本发明的第九方式，为一种数字重放信号处理方法，其包括用读取头从高频截止型数字记录装置记录媒体当中读出信号，利用一除掉其高频噪声的低通滤波器对读出的信号进行滤波，并通过模拟至数字变换将它变换成数字重放信号的第一步骤；利用一由自适应均衡系数控制的FIR滤波器对第一步骤得到的数字重放信号进行滤波以便具有一经均衡数字重放信号的第二步骤；利用(a，b，b，a)规定的局部响应的冲击响应特性使该数字重放信号的冲击响应均衡，来确定自适应均衡系数使得经均衡数字重放信号释放成为FIR滤波器输出信号的第三步骤；以及将FIR滤波器所释放的经均衡数字重放信号解码成判定用数据的第四步骤。
实现本发明的第十方式，为第九方式的数字重放信号处理方法，其中修改之处在于，第三步骤特征在于，利用(3，4，4，3)规定的局部响应的脉冲特性使第二步骤产生的数字重放信号的冲击响应均衡，来确定自适应均衡系数，从而将经均衡数字重放信号从FIR滤波器释放作为一输出信号，而第四步骤特征在于，按照局部响应(3，4，4，3)将经均衡数字重放信号解码成判定用数据。
附图简要说明图1是本发明一数字重放信号处理装置的构成图；图2是表示高阶局部响应的频率特性和DVD重放信号频率响应的特性图；图3是本发明一实施例中所用的FIR滤波器的构成图；图4示意表示不同类型的局部响应的视觉图谱；图5是局部响应(3，4，4，3)型维特比解码器的构成图；图6示出的是DVD系统光学部中的频率响应；
图7是现有DVD系统模拟重放信号处理装置的构成图；图8示出的是磁盘磁记录重放信号的频率响应；图9是对磁光盘的PRML重放信号进行处理的重放信号处理装置的构成图；以及图10示出的是局部响应(1，1)的频率特性和磁光盘重放信号的频率响应。
较佳实施例的说明下面参照
本发明实施例。图1是表示本发明主要实施例一数字重放信号处理装置X的构成图。重放信号处理装置中信号的流程说明如下。假定记录媒体1上记录的信号包含其最小码长限定为2T或以上的码字。
如图1所示，读取头2从记录媒体上读出的模拟重放信号送至低通滤波器，将其高频噪声除掉，而余下的释放作为一经过滤波的重放信号。经滤波的重放信号送至模拟/数字变换器4将它变换为一数字重放信号。
数字重放信号送至FIR滤波器5和相位比较器9。FIR滤波器5释放的数字重放信号送至一自适应均衡系数设定器6，局部响应瞬态判定器7，维特比解码器8和相位比较器9。
瞬态判定器7的输出信号送至自适应均衡系数设定器6和相位比较器9。该设定器6释放的均衡系数信号反馈给FIR滤波器5。
相位比较器9对瞬态判定器7的输出信号与输入信号或FIR滤波器5的输出信号进行相位比较，生成一相位误差信号。该相位误差信号送至一环路滤波器10，其输出送至一数字/模拟变换器11。
数字/模拟变换器11生成的模拟重放信号送至电压控制振荡器12，接着响应所输入的重放信号释放时钟信号。
现参照有关附图更为具体的说明重放信号处理装置的组成。
FIR滤波器5提供用于利用自适应均衡系数设定器6确定的自适应均衡系数，对模拟/数字变换器4生成的数字重放信号进行滤波，并包括一组延迟元件13a、13b、…和一组乘法器14a、14b、…以及一加法器15，如图3所示。延迟元件13分别是由时钟信号触发以延迟1T(一时钟时间)的数据触发器。
与现有的FIR滤波器将每一个延迟元件1 3在其输出端与一乘法器14连接有所不同，本实施例乘法器14b与例如2个延迟元件13a和13b的输出端连接。该FIR滤波器5用于尽可能长地增加时间长度，以补偿FIR滤波器前面设置的低通滤波器3的群延迟，因为高频截止型高密度记录装置中与重放信号的频率响应对应的冲击响应获得相当的时间展宽。
若每一延迟元件附带一乘法器，具有展宽的时间长度的FIR滤波器5的电路构成可以在维数上增加。记录媒体1上所要记录的信号给出的是其最小码长为2T或以上的信号，因此载有较少的1T频率成分。而且，重放信号为高频截止型的，因而其频率响应对滤波动作没有影响。具体来说，一个乘法器与两个延迟元件连接在高频频段多多少少会限制FIR滤波器5的滤波动作。但高频频段重放信号的成分对差错率不产生任何作用。因此说，一个乘法器与两个延迟元件的连接对滤波动作几乎没有影响。
如上所述，主要实施例中一个乘法器与两个延迟元件的连接使得总体电路构成减半。乘法器与延迟元件和FIR滤波器组成间的加法器相比，体积较大，因而其个数的减少对减小FIR滤波器电路构成的大小起到了很大的作用。而且，自适应均衡系数设定器6是设定乘法器14a、14b、…乘法系数的电路，乘法器的减少使得自适应均衡系数设定器6的电路构成减半，从而能够进一步减小装置的总体电路构成。
所提供的自适应均衡系数设定器6用于确定一优化自适应均衡系数，以便时FIR滤波器5所滤波的数字重放信号的冲击响应等于具有(a，b，b，a)特征的局部响应(此后称为局部响应(a，b，b，a))来具有一经过均衡的数字重放信号。FIR滤波器5的均衡模型为局部响应(a，b，b，a)。
现说明自适应均衡系数设定器6确定的局部响应(a，b，b，a)的利用。
表1给出多组局部响应频率特性的判定电平。如表1所示，按最小码长1T局部响应(1，2，1)的判定电平个数为5，而按最小码长3T则为4。同样，局部响应(1，3，3，1)的判定电平个数从7减少到5，而局部响应(3，4，4，3)则从9减小到5。
表1
显然，与局部响应(1，2，1)相比，局部响应(a，b，b，a)所具有的判定电平个数在最小码长为3T时相对于1T下降得更多。而且，从电路构成来看，不论两数值a和b如何，局部响应(a，b，b，a)总是在最小码长2T时所给出的判定电平个数为7，而3T时为5，因此允许对不同类型的局部响应均采用相同的电路构成。
考虑到上述优点，本实施例采用(a，b，b，a)型局部响应。2种类型(1，2，2，1)和(3，4，4，3)的局部响应，其特征在于，传输增益为零的位置点以低于表示模拟/数字变换频率或奈奎斯特频率1/2的1/2T的频率出现，而且该位置点后的增益再次增加。局部响应(3，4，4，3)的频率特性与DVD媒体上光学方式记录的信号的频率特性最为相似。由图2可知，局部响应(3，4，4，3)的频率特性在低频频段与DVD重放信号的频率响应很近似。但切换点比起其他类型的局部响应更加偏移至低频一侧，与其他类型的局部响应相比，在频率特性上会造成增强效应更为明显。
作为本实施例中均衡器的FIR滤波器5具有专用结构，用于如图3所示2T等间隔释放的输出的相乘，因而不会因高频频段的增强而抑制频率响应。
本实施例的优点在于，除了利用(3，4，4，3)型局部响应(a，b，b，a)，还可根据视觉图谱来方便地进行DVD频率响应和局部响应频率特性之间的均衡。
图4a至图4e是示出不同类型局部响应的示意性视觉图谱。对于图4c示出的局部响应(1，3，3，1)来说，分别在上端和下端的2电平间的距离较小，视觉图谱的两电平难以分开，因此按(1，3，3，1)均衡将会很困难。图4d中示出的局部响应(1，2，2，1)具有间隔比图4c示出的视觉图谱中宽的2个电平。图4e示出的局部响应(3，4，4，3)的视觉图谱表明，2电平进一步拉开，允许方便地与DVD信号频率响应均衡。因而，本实施例中用局部响应(3，4，4，3)较理想。
现就图1所示本发明实施例中自适应均衡系数设定器6，简要说明其功能和所要确定的自适应均衡系数。
自适应均衡系数设定器6需要一瞬态判定电平，以便利用最小均方算法(此后称为LMS法)计算自适应均衡系数。LMS提供一用于使所需响应和传输线路响应之间方差最小的反馈函数。自适应均衡系数设定器6中用该瞬态判定电平表达所需响应。而且，传输线路响应是一由FIR滤波器5接收并按局部响应的频率特性均衡的数字重放信号。该设定器6将瞬态判定电平和经过均衡的数字重放信号之间的差作为经过均衡的误差信号进行处理。具体来说，自适应均衡系数设定器6进行使经过均衡的误差信号的平方最小的自适应均衡，来更新FIR滤波器5的均衡系数。均衡系数设定用的LMS表达式由下面式(4)表述。
P(n(t+1))=P(nt)+(AK×E(nt)×X(nt))(4)(其中t=0，1，2，…)还注意到，P(nt)为当前系数，P(n(t+1))为一更新系数，AK为抽头增益，E(nt)为均衡误差，而X(nt)为一FIR输入信号。
假定表达式(4)中n=1，自适应均衡系数设定器6以每一速率进行反馈动作，当n=2，该设定器6挤出1个时钟。设定器6中，对n的选择允许均衡系数的更新时间缩短为以nT为间隔。
瞬态判定电平错误的场合，表示瞬态判定电平与传输线路响应或经过均衡的数字重放信号之间差的均衡误差信号便不正确。由于均衡误差信号不正确，LMS运算结果错误。因而，自适应均衡系数设定器6对自适应均衡系数的确定得不到支持。具体来说，对瞬态判定电平误操作的可能性会生成一错误的均衡误差信号，从而造成一错误的LMS运算。
当图1所示的维特比解码器8的输出信号用作瞬态判定电平，判定的可靠性将高于用FIR滤波器5滤波后经过均衡的数字重放信号。但LMS是反馈运算，当判定电平的确定延迟时，环路特性便会下降。因此，最好采用维特比解码器8的输出信号作为LMS瞬态判定电平。
作为补偿，本发明实施例(图1)采用局部响应瞬态判定器7。瞬态判定器7根据FIR滤波器5的输出信号确定LMS的瞬态判定电平。具体来说，实际DVD重放信号的波形会以非对称形式出现，幅度在0电平的正向一侧和负向一侧之间不同。不论如何应用局部响应(3，4，4，3)这总是遮住视觉图谱。虽然测定出输出信号电平，但LMS所计算的是误判定，均衡会失误。
通过不包含维特比解码的LMS动作，阈值个数越少，产生错误判定的可能性越是减小得多。具体来说，在电平判定中，例如甄别超过阈值的S/N信号时，没有维特比解码的参与，阈值个数减少，产生错误判定的可能性便下降。
本实施例的局部响应瞬态判定器7根据局部响应(1，1)的判定电平，计算局部响应(3，4，4，3)的瞬态判定电平。这是因为，与局部响应(3，4，4，3)具有5个阈值相比，局部响应(1，1)仅具有3个阈值，因而产生错误判定的可能性低。很有可能可以在不需要局部响应瞬态判定器的情况下直接利用局部响应(3，4，4，3)的阈值。但所用的阈值有5个时，产生错误判定的可能性便会增加，而且高阶的局部响应电路构成会增大体积。因此，从处理速度和电路构成规模来看，最好采用具有瞬态判定器7的局部响应(1，1)的判定电平。而且，如下面所说明的那样，对瞬态判定电平的利用并不牵扯上述问题，局部响应(1，1)的判定电平可用作瞬态判定电平。
(1，1)和(3，4，4，3)类型的局部响应的传输特性分别用表达式(5)和(6)表述。
(1，1)的传输特性=(1+D) (5)(3，4，4，3)的传输特性=(3+4D+4D2+3D3) (6)局部响应(3，4，4，3)的传输特性，通过乘以表达式(7)中表述的局部响应(1，1)的3个判定电平所确定的规定数值计算得到。
(1+D)×(3+D+3D2)=(3+4D+4D2+3D3) (7)可以利用2个判定电平计算瞬态判定。用2个判定电平判定的传输特性为1，而所要确定的局部响应(3，4，4，3)的传输特性由表达式(6)表述。因而，电路中设有2电平检测器时，通过将等式(6)乘以利用2电平检测器判定给出的结果来计算传输特性。
按此方式，所能得到的瞬态判定电平稳定，并非独立于经过均衡的利用局部响应(3，4，4，3)的5个判定电平的判定所计算的那些瞬态判定电平。局部响应(a，b，b，a)的2个数值a和b或乘法系数可任意确定。
局部响应瞬态判定器7还专用于将过零判定信号和下降判定信号送至相位比较器9(图1)。那些判定信号由局部响应(1，1)的瞬态判定电平所定义的判定信号生成。局部响应瞬态判定器7的动作始终如一地提供瞬态判定电平用于自适应均衡和相位比较器的过零检测。因而，相位比较器9在性能上得到提高。而且，利用自适应均衡系数设定器6与瞬态判定器7的连接，允许选择适合所要处理的重放信号的所需类型的局部响应，并通过去除乘法器有助于减小电路构成的规模。
相位比较器9根据过零判定信号、下降判定信号、用FIR滤波器5滤波前的数字重放信号和经过均衡后的数字重放信号之间的组合生成一相位误差信号。FIR滤波器5所释放的经均衡数字重放信号载有用于检测的较理想信息，但FIR滤波器5的滤波会费时，从而造成对PLL(锁相环)性能有影响的延迟。具体来说，反馈控制环中反馈延迟增加时，本系统的相位余量便下降，从而妨碍增益增大、损害接入特性和对外部干扰的响应。
FIR滤波器5滤波前的数字重放信号没有延迟，并允许在系统中无环路延迟。但信号不再经过均衡，基于信号的相位误差信号会包含较小程度的不一致。本实施例中设有的相位比较器9接收经滤波和未滤波信号两者。具体来说，它在减小PLL环路延迟和取得高性能相位误差之间对两信号进行相互切换。
最后，简要说明维特比解码器8。图5是本实施例具有(3，4，4，3)类型局部响应的维特比解码器8的示意图。维特比解码器8包括一分支量度运算器16，路径量度运算器17，路径存储器18和控制信号发生器19。
分支量度运算器16对因限制码字最小码长而从局部响应(a，b，b，a)的状态数起减少的状态数进行量度运算。量度运算器16设有一改变与局部响应(a，b，b，a)相对应的维特比判定电平的装置。
根据本实施例的分支量度运算器16，对基于局部响应(3，4，4，3)或分支成立几率的所有路径组合的计算，是指对当前信号和维特比判定电平之间的差或欧几里德距离的计算。用于该判定的欧几里德距离表述如下(X-A)2，(X-B)2，(X-C)2，(X-D)2，(X-E)2其中，X是维特比输入信号，而A、B、C、D和E则是维特比判定电平。
维特比判定电平个数为5时，可通过利用最小码长3T减少个数来实现。
本实施例的分支量度运算器16中，维特比判定电平A、B、C、D和E可任意改变。
例如，按局部响应(3，4，4，3)来说，它们为A=7，B=4，C=0，D=-4，和E=-7。而按局部响应(1，2，2，1)来说，所成立的为A=3，B=4，C=0，D=-4，和E=-3。
路径量度运算器17按照分支量度运算器16确定的欧几里德距离对路径进行累加。控制信号发生器19在分支量度运算器16输出信号和路径量度运算器17输出信号之间比较，用以释放一选择信号表明对其成立几率高的路径的选择。响应控制信号发生器19输出的选择信号，路径量度运算器17对分支量度运算器16的输出进行累加。
路径存储器18包括所需个数的状态存储器，用于响应控制信号发生器19输出的选择信号实现状态的选择，并释放最可能的结果作为维特比解码器8的输出信号。
图5中示出并在上面说明的本实施例中的维特比解码器8，允许在均衡滤波器5中利用局部响应(3，4，4，3)，以便视觉图谱中2电平之间的距离能够增加，高密度记录输出的重放信号其频率响应接近局部响应的频率特性，因此提供更为理想的结果。
而且，维特比解码器8能够修改维特比判定电平，进而修改欧几里德距离，因此改变维特比解码特性。具体来说，由于对维特比解码器8和维特比路径上数据状态的变迁进行大规模的控制，因而总体电路构成可明显减少。而且，对维特比判定电平进行修改，因此允许维特比根据所含的信号质量进行自适应的改变，并且起到提高所重放数据质量的理想作用。
按照本发明，对维特比判定电平的修改允许对(a，b，b，a)型局部响应采用单一电路(例如在相同电路中可以实现例如2种类型(1，2，2，1)和(3，4，4，3)的局部响应)。而且，码字的最小码长在一限制的特定水准上利用，因而局部响应(3，4，4，3)的状态个数可有利地从例如10减小到6。
尽管本发明该实施例的说明实际上涉及的是数字重放信号处理装置的主要部件，但将增加按照本发明另一实施例对信号处理方法的说明。该方法由第一步骤开始，由读取头读出高频截止型数字记录装置的记录媒体上存储的信号，经过一将其模拟重放信号高频频段除掉的低通滤波器，并经过模拟一数字变换取得一数字重放信号。在第二步骤，第一步骤生成的数字重放信号经过一FIR滤波器，利用给定的自适应均衡系数进行滤波以取得一经过均衡的数字重放信号。在第三步骤，利用为(a，b，b，a)冲击响应的局部响应频率特性对数字重放信号的冲击响应进行均衡，以实现对自适应均衡系数的设定和更新，从而可以将经过均衡的数字重放信号释放作为FIR滤波器的输出信号。在第四步骤，FIR滤波器所释放的经均衡数字重放信号解码为判定用数据。按照本发明的数字重放信号处理方法包括上面所述的4个步骤。
工业实用性综上所述，按照本发明的数字重放信号处理装置，读出其码字最小码长限制为2T或以上的高频截止型数字记录媒体上存储的信号，提供对局部响应的重放，以便与现有的模拟重放信号处理装置相比，能够明显地提高信号读出性能。
权利要求
1．一种数字重放信号处理装置，用于从高频截止型数字记录装置的记录媒体当中读出所记录信号，其包括一读取头，用来读出所记录信号并将它释放作为一模拟重放信号；一低通滤波器，用来从该模拟重放信号当中除掉高频噪声；一模拟/数字变换器，用来将所述低通滤波器所滤波的模拟重放信号变换成一数字重放信号；一FIR滤波器，用来利用一自适应均衡系数对该数字重放信号进行滤波一自适应均衡系数设定器，用来利用(a，b，b，a)定义的局部响应的冲击响应特性使该数字重放信号的冲击响应均衡，并确定该自适应均衡系数，将FIR滤波器所滤波的数字重放信号释放作为一经均衡数字重放信号；一相位比较器，用来根据该数字重放信号或经均衡数字重放信号检测一相位误差信号；一局部响应瞬态判定器，响应所述FIR滤波器输出信号，用来产生一瞬态数据判定信号并送至所述自适应均衡系数设定器和所述相位比较器；一维特比解码器，用来将该FIR滤波器所释放的经均衡数字重放信号解码成一判定用数据；一环路滤波器，用来对所述相位比较器检测出的相位误差信号进行滤波；一数字/模拟变换器，用来将所滤波的相位误差信号变换成一模拟信号；以及一电压控制振荡器，由所述数字/模拟变换器的输出信号控制，以产生一时钟信号送至所述维特比解码器。
2．如权利要求1所述的数字重放信号处理装置，其中所述FIR滤波器包括一延迟元件阵列，具有一系列按行互相连接的延迟元件，用来使输入信号经每一元件延迟1T；多个乘法器，分别配置成将均衡系数与该输入信号或位于所述延迟元件阵列至少两个以上连续的延迟元件之后的所述延迟元件阵列的一节点所释放的一延迟信号相乘；以及一加法器，用来累加所述乘法器的输出信号。
3．如权利要求1所述的数字重放信号处理装置，其中所述自适应均衡系数设定器设有为一均衡目标的(a，b，b，a)型冲击响应或局部响应，并配置成适时更新该自适应均衡系数用于改变(a，b，b，a)中数值a和b，使得所述局部响应瞬态判定器的瞬态数据判定信号与经均衡数字重放信号之差的均方为最小，由此可获得该局部响应的所需特性。
4．如权利要求1所述的数字重放信号处理装置，其中所述局部响应瞬态判定器具有将与较低阶或任何2电平检测一起进行的电平判定所确定的数据变换为用于自适应均衡的局部响应的判定电平的功能，以及瞬态识别过零区的功能。
5．如权利要求1所述的数字重放信号处理装置，其中所述维特比解码器包括一分支量度运算器，具有一用来改变与局部响应(a，b，b，a)对应的维特比判定电平的装置；一路径量度运算器，响应一控制信号发生器所送出的一选择信号，以累加所述分支量度运算器的输出信号；该控制信号发生器，通过比较所述路径量度运算器的输出信号与所述分支量度运算器的输出信号，产生表明一被选取几率最高的路径的选择信号；以及一路径存储器，具有状态存储器，使得自适应均衡系数的设定与(a，b，b，a)型局部响应兼容。
6．如权利要求3所述的数字重放信号处理装置，其中所述自适应均衡系数设定器配置成压缩nT(n=l，2，3，…)间隙处均衡系数的更新时间。
7．如权利要求5所述的数字重放信号处理装置，其中所述维特比解码器配置成消除受码长限制的路径，并可通过改变局部响应(a，b，b，a)中数值a和b来任意修改维特比判定电平。
8．如权利要求1，3，5和7中任一项所述的数字重放信号处理装置，其中局部响应(a，b，b，a)为(3，4，4，3)。
9．一种数字重放信号处理方法，用于读出并处理高频截止型数字记录装置记录媒体上记录的信号，其包括利用一除掉其高频噪声的低通滤波器对读取头从该记录媒体读出的信号进行滤波，并通过模拟至数字变换将它变换成数字重放信号的第一步骤；利用一FIR滤波器按照自适应均衡系数对所述第一步骤得到的数字重放信号进行滤波用于产生经均衡数字重放信号的第二步骤；利用(a，b，b，a)规定的局部响应的冲击响应特性使该数字重放信号的冲击响应均衡，来确定自适应均衡系数使得经均衡数字重放信号释放成为所述FIR滤波器输出信号的第三步骤；以及将所述FIR滤波器所释放的经均衡数字重放信号解码成判定用数据的第四步骤。
10．如权利要求9所述的数字重放信号处理方法，其中所述第三步骤特征在于，利用(3，4，4，3)规定的局部响应的冲击响应特性使所述第二步骤产生的数字重放信号的冲击响应均衡，来确定自适应均衡系数，从而将经均衡数字重放信号从所述FIR滤波器释放作为一输出信号，而第四步骤特征在于，按照局部响应(3，4，4，3)将经均衡数字重放信号解码成判定用数据。
全文摘要
所提供的一种数字重放信号处理装置,用于从高频截止型数字记录装置的记录媒体当中读出信号,其包括:用来从记录媒体(1)读出所记录信号的读取头(2);用来从读取头(2)的输出信号除掉高频噪声的低通滤波器(3):用来将低通滤波器(3)滤波的模拟重放信号变换成数字重放信号的模拟/数字变换器(4);－FIR滤波器(5),利用一自适应均衡系数对数字重放信号进行滤波,利用所具有的频率特性适合读取重放信号的局部响应使信号频率响应均衡;用来确定自适应均衡系数的自适应均衡系数设定器(6)和局部响应瞬态判定器(7);以及用来将FIR滤波器(5)所释放的经局部响应均衡的数据解码为判定数据的维特比解码器(8)。由此,数字重放信号处理装置其电路配置简单,而且读出性能提高。
文档编号H04L7/02GK1287666SQ99801771
公开日2001年3月14日 申请日期1999年10月12日 优先权日1998年10月13日
发明者丸川昭二 申请人:松下电器产业株式会社