噪声消除电路和正交下变频器的制作方法

专利名称：噪声消除电路和正交下变频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信。尤其是，本发明涉及改进的新型噪声消除(eliminate)电路和正交下变频器。
背景技术：
在许多现代的通信系统中利用数字传输，因为其检测和校正传输误差的效率和能力有所提高。示例的数字传输格式包括二相移相键控(BPSK)、四相移相键控(QPSK)、偏移四相移相键控(OQPSK)、m相移相键控(m-PSK)及正交调幅。利用数字传输的通信系统包括码分多址(CDMA)通信系统及高清晰度电视(HDTV)系统。在名为“使用卫星或地面转发器的扩展频谱多址通信系统”的4,901,307号美国专利、名为“在CDMA蜂窝式电话系统中产生波形的系统和方法”的5,103,459号美国专利中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，这两个专利都已转让给本发明的受让人，在这里通过参考引用。在5,452,104号美国专利、5,107,345号美国专利和5,021,891号美国专利(这三个专利的名称均为“自适应块大小图象压缩方法和系统”)以及在名为“帧间视频编码和解码系统”的5,576,767号美国专利中揭示了示例的HDTV系统，这四个专利都已转让给本发明的受让人，并在这里通过参考引用。
在CDMA系统中，基站与一个或多个远程站进行通信。基站通常位于固定的位置。因而，在设计基站时，功耗是不太重要的考虑因素。远程站通常是以高质量生产的消费者单元。因而，用于所生产的单元的数目，使得成本和可靠性成为重要的设计考虑因素。此外，在诸如CDMA移动通信系统等某些应用中，功耗是决定性的，因为远程站具有便携式的特性。通常在设计远程站时在性能、成本和功耗之间进行权衡。
在数字传输中，使用以上列举的格式之一利用数字化的数据来调制正弦载波。对经调制的波形进行进一步的处理(例如，滤波、放大和上变频)并把它发送到远程站。在远程站处，由接收机接收并解调所发送的RF信号。
在

图1中示出用于对QSPK、OQPSK和QAM信号进行正交调制的已有技术的示例超外差(super-heterodyne)接收机的方框图。可在基站或远程站处使用接收机100。在接收机100内，所发送的RF信号由天线112接收、由双工器114按路由传送，并提供给前端102。在前端102内，放大器(AMP)116对信号进行放大并把该信号提供给带通滤波器118，带通滤波器118对信号进行滤波以除去不想要的镜象(image)信号和寄生(spurious)信号。把经滤波的RF信号提供给个混频器120，混频器120以来自本机振荡器(L01)122的正弦信号把该信号下变频到中频(IF)。来自混频器120的IF信号由带通滤波器124滤波并被自动增益控制(AGC)放大器126放大，以在模拟-数字转换器(ADC)140的输入处产生所需的信号幅度。把增益受控的信号提供给解调器104。在解调器104内，两个混频器128a和128b分别以本机振荡器(L02)134和移相器136所提供的正弦信号把该信号下变频为基带I和Q信号。把基带I和Q信号分别提供给低通滤波器130a和130b，这两个低通滤波器130a和130b对基带信号提供匹配滤波和/或反混迭(anti-alias)滤波。把经滤波的信号提供给ADC 140a和140b，ADC 140a和140b对信号进行采样以产生数字化的基带样本。把这些样本提供给基带处理器150进行进一步处理(例如，检错、纠错和解压缩)，以产生对所发送数据的重构估计。
混频器120首先进行下变频使得接收机100可把各RF频率的信号下变频到可进行更多信号处理的固定IF频率。此固定IF频率使得可把带通滤波器124实现为诸如表面声波(SAW)滤波器等固定带通滤波器，以从IF信号不想要的镜象和寄生信号。除去镜象和寄生信号是重要的，因为这些信号在第二下变频阶段折叠(fold)到信号频带(例如，输入信号所在的频带)中。此外，镜象和寄生信号可明显地增加进入诸如放大器和混频器等各有源部件的信号的幅度，这样因有源部件的非线性而引起较高水平的互调积(intermodulation product)。寄生信号和互调积可降低通信系统的性能。
已有技术的正交解调器有几个主要的缺点。首先，带通滤波器124和/或低通滤波器130所需的滤波可能是复杂的。这些滤波器可能需要平坦的通频带、衰减高的抑制频带(stop)以及锐滚降(roll-off)过渡频带。这些滤波器通常是模拟电路实现的。模拟电路的部件公差难于保持且可能在这些滤波器的频率响应中引起失真。接收机100的性能可能因失真而降低。再者，由于相位分离器136、混频器128、低通滤波器130和ADC 140的部件公差，所以难于对许多产品单元保持正交平衡。两个信号路径的不匹配导致正交不平衡及接收机100的性能的降低。路径不匹配导致I信号串到Q信号上，反之亦然。串话信号在所需信号中表现为加性噪声，并导致对所需信号中的不良检测。第三，由于以下所述的各种原因，ADC140可引起接收机100的性能的降低。
在大多数解调器中，需要一个或多个AGC以均匀分开的时间间隔把时间上连续的模拟波形转换成离散的样本。ADC的某些重要性能参数包括动态范围、线性和DC偏移。这些参数中的每一个都可影响通信系统的性能。动态范围可影响接收机的位误差率(BER)性能，因为来自ADC的噪声降低了ADC适当地检测输入信号的能力。线性同实际传递曲线(例如，数字输出对模拟输入)与理想传递曲线之差有关。随着ADC中位数的增加更难于获得良好的线性。差的线性可使检错/纠错过程恶化。最后，DC偏移可降低接收机锁相回路和诸如Viterbi解码器等纠错解码器的性能，在已有技术中，使用快速(flash)ADC或逐次逼近ADC对基带信号进行采样。在快速ADC内，把输入信号提供给L-1个比较器，这里L=2m，m为ADC中的位数。还给每个比较器提供比较电压。这L-1个比较电压由包括L个电阻器的电阻梯型网络(1adder)产生。由于需要L-1个比较器和L个电阻器，所以快速ADC既笨重且功耗又高。如果电阻梯型网络中的电阻器不匹配，则快速ADC可能具有差的线性和差的DC偏移特性。然而，快速ADC是流行的，因为它们的操作速度高。
逐次逼近ADC对通信系统来说也是流行的。这些ADC通过对输入信号进行两级或多级基带的近似把复杂性减到最少。然而，类似于快速ADC，这些ADC也可能表现出差的线性和差的DC偏移特性。因而，快速ADC和逐次逼近ADC都不是许多通信应用中的理想候选。
由于西格马德尔塔模拟-数字转换器(∑ΔADC)固有的体系结构，使得∑ΔADC的性能优于快速和逐次逼近ADC。∑ΔADC通过以高于输入信号的带宽很多倍的采样频率对输入信号进行逐次一比特逼近来进行模拟-数字转换。输出的样本包括输入信号和量化噪声。然而，可以将∑ΔADC设计成把在信号频带中的量化噪声推到(push to)可执行滤波的频带外频率(或噪声成形)。
由于∑ΔADC的固有结构，使得∑ΔADC可提供高的动态范围、良好的线性和低的DC偏置。例如，通过选择足够的过采样比(OSR)和适当的噪声成形滤波器特性，可获得高的动态范围。把过采样比定义为采样频率除以输入的双边带宽。此外，由于在∑ΔADC内简单的一比特量化器，使得可获得良好的线性和低的DC偏移。
由于高性能需要高的过采样比，所以传统上∑ΔADC限于其中输入信号是低带宽信号的应用(诸如，音频应用)。然而，随着高速模拟电路的出现，可把∑ΔADC实现为以高速操作。在1997年9月12日申请的名为“带通西格马-德尔塔模拟-数字转换器”的08/928,874号未决美国专利申请中详细地揭示了高速带通和基带∑ΔADC设计和实现，该申请已转让给本发明的受让人，在这里通过参考引入。
带通∑ΔADC提供了经噪声成形的IF样本。对于带通采样∑ΔADC，则对IF样本进行滤波和正交下变频，以提供I和Q基带输出。

发明内容
本发明是一种改进的新型噪声消除电路和正交下变频器。噪声消除包括至少一个带通抽选器(decimator)和加法器。在示例实施例中，使用带通多级噪声成形西格马-德尔塔模拟-数字转换器(MASH ∑ΔADC)对模拟输入信号进行采样，MASH ∑ΔADC中的每个回路提供一输出信号Y。把来自每个回路的输出提供给相应的带通抽选器。在示例实施例中，每个带通抽选器包括一误差消除滤波器、一带通滤波器和一抽选器。带通滤波器用于对来自误差消除滤波器的信号进行滤波。在示例实施例中，抽选器对经滤波的信号进行N抽选一。把来自所有带通抽选器的信号加起来，获得的输出包括IF样本。
对于正交下变频，把IF样本提供给两个乘法器，这两个乘法器分别以同相和正交正弦信号把IF样本下变频到I和Q基带样本。对基带样本进行低通滤波，以进一步除去量化噪声和不想要的信号。
本发明的一个目的是提供一种噪声消除电路和带通滤波器，它们把电路的复杂性减到最小且减少了功耗。在示例实施例中，把误差消除电路的传递函数分解成一组传递函数，每个传递函数用于来自∑ΔADC的每个输出信号Y。每个传递函数相应于一误差消除滤波器。对每个误差消除滤波器和此带通滤波器的传递函数进行卷积以提供带通抽选器的传递函数。与相应误差消除滤波器和带通滤波器的直接实现比，可以较少的硬件来实现每个带通抽选器的卷积传递函数。此外，每个带通抽选器对来自MASH ADC的一个相应回路的一比特信号Y进行操作。误差消除电路和带通滤波器的直接实现需要带通滤波器对来自误差消除电路的多位输出进行操作。此外，可把N抽选一引入带通抽选器内，从而带通抽选器仅以ADC采样时钟的频率的1/N进行操作，从而减少功耗。
本发明的另一个目的是提供一种电路复杂性减小的正交下变频器。在示例实施例中，把模拟输入信号的中心频率保持在fIF=0.25·(2n+1)·fADC，这里n为整数零或更大，fADC为ADC采样频率。在模拟-数字转换后，此中心频率在fc=0.25fADC处产生输入信号的镜象。把镜象的中心频率保持在0.25fADc简化了下变频，因为下变频正弦曲线Cos(wct)和sin(wct)取1,0和-1的简单的值。在示例实施例中，选择N选1，从而把镜象的频率保持在0.25fs，这里fs是被抽选信号的采样速率(或fs=fADC/N)。这可通过对N选择奇数值(例如，3,5,7,9等)来实现。
附图概述从以下详细描述并结合附图将使本发明的特征、目的和优点变得明显起来，其中相同的标号表示相应的部分，其中图1是已有技术的示例超外差接收机的方框图；图2是本发明的示例带通采样接收机的方框图；图3是示例的两回路带通MASH ∑ΔADC的方框图；图4是本发明的示例误差消除电路的方框图；图5是用于正交解调的示例数字信号处理器的方框图；图6是示出示例的噪声消除电路的方框图；图7A和7B分别是以任何频率为中心的IF样本和以0.25fs为中心的IF样本的示例正交下变频器的方框图；图7C是以0.25fs为中心的IF样本的正交下变频器的一个示例实现的方框图；图8是示出示例的噪声消除电路和正交的下变频器的方框图；图9A-9B分别是使用多相结构的图8的噪声消除电路和正交下变频器的示例实现的方框图；图10A-10E分别是来自MASH∑ΔADC的Y1信号的示例频谱、误差消除滤波器后的Y1信号的频谱、误差消除滤波后的带通滤波器的频率响应、带通滤波器后的Y1信号的频谱及3∶1抽选后的Y1信号的频谱。
本发明的较佳实施方式本发明是一种结合模拟-数字转换器(ADC)一起使用的改进的新型噪声消除电路和正交下变频器。尤其是，本发明非常适用于结合在上述PA447号美国专利申请中所揭示的西格马-德尔塔模拟-数字转换器(∑ΔADC)一起使用。可利用噪声消除电路和正交下变频器的示例应用包括CDMA通信系统和HDTV系统。
在带通采样ADC中，至ADC的输入信号以中频(IF)而不是以基带为中心。IF下的采样使得消除了接收机中的下变频级，从而简化了硬件设计并提高了可靠性。使用∑ΔADC提供了许多优于上述传统(例如，快速和逐次逼近)ADC的优点。可如此设计∑ΔADC内的噪声成形器，从而把信号频带周围的量化噪声推到其中可进行滤波的频带外(out-of-band)(或噪声成形)。
Ⅰ．带通采样接收机图2中示出示例的带通采样接收机的方框图。接收机200可用来解调BPSK、QPSK、OQPSK、QAM和其他数字和模拟调制格式。在接收机200中，发送的RF信号由天线212接收、由双工器214按路由传送，并提供给前端202。在前端202中，放大器(AMP)216对信号进行放大并把经放大的信号提供给带通滤波器218，带通滤波器218对于信号进行滤波以除去不想要的镜象和寄生信号。把经滤波的信号提供给混频器220，混频器220用来自本机振荡器(L01)222的正弦信号把该信号下变频到IF频率。把来自混频器220的IF信号提供给对该信号进一步滤波的带通滤波器224。在示例实施例中，带通滤波器224是声表面波(SAW)滤波器，其实现在本领域中是公知的。把经滤波的信号提供给缓冲器(BUF)226，缓冲器226对信号提供增益和/或缓冲。把经缓冲的信号提供给解调器204。在解调器204内，ADC 240以CLK信号所确定的高的采样频率对经缓冲的信号进行采样，并把样本提供给数字信号处理器(DSP)250。以下详细地描述数字信号处理器250。
对于其中需要正交解调的应用，诸如QPSK、OQPSK和QAM，利用带通ADC。可以在未决PA447号美国专利申请中所述的方式把ADC设计成并实现为带通∑ΔADC。
在图3中示出示例的两回路带通MASH∑ΔADC的方框图。可设计和利用包括一个回路或两个以上回路的∑Δ ADC，这在本发明的范围内。MASH ADC 240a包括两个回路310a和310b、前馈元件320和误差消除电路350。在示例实施例中，MASH ADC 240a接收模拟ADC输入并产生每样本至少两位的数字ADC输出，每样本的至少一位用于每个回路310。
把ADC输入提供给回路310a，回路310a与此响应产生1比特Y1信号。把来自回路310a的ADC输入和量化噪声(X2)的一部分提供给其中进行附加的噪声成形的回路310b。把来自回路310a和310b的Y1和Y2信号分别提供给误差消除电路350。误差消除电路350对Y1和Y2信号进行延迟、滤波和组合，以产生ADC输出。
在回路310a内，加法器312a接收ADC输入和来自量化器316a的Y1信号，从ADC输入中减去Y1，并把误差信号提供给谐振器314a。谐振器314a对误差信号进行滤波并把经滤波的信号提供给加法器312b。在示例实施例中，以带通传递函数kn•z-21+z2]]>来实现MASH ADC 240a中的每个谐振器，这里kn为回路310中第n个谐振器314的增益。加法器312b还接收来自量化器316a的Y1，从来自谐振器314a的误差信号中减去Y1，并把误差信号提供给谐振器314b，谐振器314b对此误差信号进行进一步滤波。把来自谐振器314b的经滤波的信号提供给量化器316a，量化器316a与此响应产生1比特Y1信号。回路310b已与回路310a类似的方式连接。
还把来自谐振器314b的经滤波的输出提供给增益元件322a，增益元件322a以定标因子a1对该信号进行定标。把来自量化器316a的Y1信号提供给增益元件322b，增益元件322b以定标因子a2对Y1进行定标。把来自增益元件322a和322b的输出提供给加法器324，加法器324从来自增益元件322a的输出中减去来自增益元件322b的输出。把来自加法器324的误差信号提供给增益元件322c，增益元件322c以定标因子a3对此误差信号进行定标。来自增益元件322c的输出包括被提供给回路310b的X2。
图4中示出示例的误差消除电路350的方框图。在误差消除电路350内，把来自回路310a的Y1信号提供给延迟元件412，延迟元件412把Y1延迟等于回路310b的处理延迟的时间。来自延迟元件412的经延迟的Y1在时间上与Y2对准。把来自回路310b的Y2信号提供给增益元件416，增益元件416以定标因子G对Y2进行定标。把经延迟的Y1提供给增益元件414，增益元件414以定标因子(h-1)对延迟的Y1进行定标。定标因子和(h-1)部分地确定了∑ΔADC 240a的噪声成形特性。在示例实施例中，选择定标因子为G=4及(h-1)=1。把来自增益元件414和416的输出提供给加法器418，加法器418把这两个经定标的输出相加。把来自加法器418的组合信号提供给滤波器420，滤波器420以传递函数N(z)对组合信号进行滤波。根据∑ΔADC的特性来选择滤波器420的传递函数N(z)及延迟元件412的延迟。在示例实施例中，对于图3所示的MASH 4-4带通∑ΔADC 240a，滤波器420具有传递函数N(z)=(1+z-2)2，延迟元件412具有传递函数D(z)=z-4。也可对滤波器420和延迟元件412利用其它传递函数，这在本发明的范围内。对于围绕fADC/4为中心的带通∑ΔADC，N(z)的每一个第二系数为零，用此特性来简化本发明的误差消除电路和带通滤波器的设计。把来自滤波器420的输出及经延迟的Y1提供给加法器422，加法器422把这两个信号相加来产生ADC输出。
从以上延迟元件412的示例传递函数D(z)及滤波器420的示例传递函数N(z)以及示例的定标因子G=4和(h-1)=1，可把误差消除电路350的示例传递函数Y(z)表示为Y(z)=ECY1(z)·Y1(z)+ECY2(z)·Y2(z)=z-4(2+2z-2+z-4)·Y1(z)+4(1+2z-2+z-4)·Y2(z). (1)在公式(1)中，第一个方括号内的项包括信号分量，第二个方括号内的项包括误差消除后的总量化噪声。注意，可把误差消除电路350的传递函数Y(z)看作使Y1信号穿过具有系数ECY1(z)的第一有限脉冲响应(FIR)滤波器，使Y2信号穿过具有系数ECY2(z)的第二FIR滤波器，并把这两个FIR滤波器的输出相加。可把FIR滤波器的系数表示为ECY1(z)=
(2)ECY2(z)=[10201]·4从公式(2)，可注意，虽然进入误差消除电路350的输入包括两个信号Y1和Y2，每个信号具有一位分辨率，但是来自误差消除电路350的输出包括五位分辨率，且具有0到21的范围。从公式(1)，可注意，信号的幅度不放大。然而，对量化噪声进行处理和成形，且成形的频带外量化噪声需要附加的范围。
在图5中示出用于正交解调的数字信号处理器250的示例方框图。把来自∑ΔADC 240的ADC输出提供给带通滤波器512，带通滤波器512对信号进行滤波，以除去量化噪声和其它寄生信号。在示例实施例中，带通滤波器512具有以下传递函数HBPF(z)=(1-z-2+z-4)p,(3)这里，p为带通滤波器512的阶数(order)。公式(3)中的传递函数在fADC/12及5fADC/12处提供了零，且在fADC/4具有最大增益。在示例实施例中，如下所述，结合抽选器514来选择带通滤波器512的特性。也可利用其它带通滤波器传递函数，这在本发明的范围内。
在误差消除电路350后使用带通滤波器512提供了许多优点。在示例实施例中，在ADC 240a的转换后接收到的信号以fADC/4为中心。因而，把带通滤波器512的幅度响应设计成在fADC/4周围提供通带，每隔一个系数，带通滤波器512的传递函数包括零。可把此滤波器系数特性与误差消除电路350的类似特性(如公式(2)中所示)相结合，以简化误差消除电路350和带通滤波器512的整个设计。此外，如上所述，来自误差消除电路350的输出可包括五位分辨率。设计带通滤波器512来计算所需的5位精度运算可大大增加带通滤波器512的复杂性。在示例实施例中，可把误差消除电路350与带通滤波器512相组合，从而获得的电路直接操作于1比特的Y1和Y2信号。最后，带通滤波器512除去了来自ADC 240a的大部分量化噪声，从而相应地减少带通滤波器512后的所需动态范围。
把来自带通滤波器512的经滤波的信号提供给抽选器514，抽选器514以N选1的因子对信号进行抽选，这里N为示例实施例中的奇数。对于每N个输入样本，抽选器514保留一个样本并丢弃其余的N-1个样本。来自抽选器514的输出包括被提供给乘法器518a和518b的IF样本。乘法器518a和518b分别以同相cos(wct)和正交sin(wct)正弦曲线把此IF样本下变频到I和Q基带样本。把I和Q基带样本分别提供给低通滤波器520a和520b，低通滤波器520a和520b对这些样本进行滤波以提供I和Q输出。把I和Q输出提供给基带处理器530，基带处理器530进行诸如滤波、抽选、检错/纠错和解压缩等附加的信号处理。在示例实施例中，带通滤波器512和/或低通滤波器520还可对信号提供定标，以使数字信号处理器520可提供各种幅度的基带数据。可设计数字信号处理器250的其它实现来进行正交解调，这在本发明的范围内。
可以图5和6中所示的直接实现来实现误差消除电路350和带通滤波器512。然而，直接实现将使设计复杂，因为误差消除电路350和带通滤波器512需要两个电路，且要把带通滤波器512设计成对具有五位分辨率的信号进行操作。在本发明中，可组合误差消除电路350和带通滤波器512。
在图6中示出使用噪声消除电路600对Y1和Y2信号进行数字信号处理的示例方框图。把Y1和Y2信号分别提供给带通抽选器602和604。在示例实施例中，为MASH ADC 240a的每个回路设置一个带通抽选器。在带通抽选器602内，把Y1信号提供给误差消除滤波器608，误差消除滤波器608以如公式(2)所示的传递函数ECY1(z)对Y1进行滤波。把经滤波的Y1提供给带通滤波器612a。在示例实施例中，每个带通滤波器612都具有与带通滤波器612相同的传递函数，如公式(3)所示。把来自带通滤波器612a的经滤波的信号提供给抽选器614，抽选器614以与抽选器514相同的方式进行操作。除了误差消除滤波器610实现公式(2)所示的传递函数ECY2(z)以外，带通抽选器604与带通抽选器602相同。
在示例实施例中，对误差消除滤波器608和带通滤波器612a的传递函数进行卷积，以产生带通抽选器602的传递函数。类似地，对误差消除滤波器610和带通滤波器612b的传递函数进行卷积，以产生带通抽选器604的传递函数。对于示例的第三级带通滤波器612，可示出通过以卷积的传递函数实现带通抽选器602和604所实现的改进。可从公式(3)(p=3)来计算三阶带通滤波器612的传递函数HBPF3(z)，它表示为具有以下系数的FIR滤波器HBPF3(z)=[10-3060-7060-301]. (4)对于带通滤波器602，把误差消除滤波器608的系数与带通滤波器612a的系数进行卷积产生了如公式(5)所获得的传递函数HY1(z)。类似地，对于带通抽选器604，把误差消除滤波器610的系数与带通滤波器612b的系数进行卷积产生了所获得的传递函数HY2(z)。可把HY1(z)和HY2(z)表示为具有公式(5)所示系数的FIR滤波器。HY1=
HY2=[10-101020-202010-101]·4(5)分别对误差消除滤波器608和610的系数与带通滤波器612的系数进行卷积，获得了卷积的滤波器系数HY1(z)和HY2(z)，这样提供了许多改进。首先，通过对两个传递函数进行卷积减少了所需的加法器的数目。从公式(4)，注意实现带通滤波器的传递函数HBPF3(z)需要12个加法器(例如，一个加法器用于每个系数1，两个加法器用于每个系数-3,6或7)。相反，从公式(5)，注意，实现卷积的滤波器HY1(z)需要11个加法器(例如，一个加法器用于每个系数1,-1,2,4或-4，两个加法器用于每个系数-5或7)。类似地，注意实现卷积的滤波器HY2(z)需要9个加法器(例如，一个加法器用于每个数1,-1,2或-2)。卷积滤波器(误差消除滤波器和带通滤波器)所需的加法器的数目少于带通滤波器单独所需的加法器的数目。其次，卷积滤波器HY1(z)和HY2(z)分别操作于Y1和Y2信号，每个信号只具有一位分辨率。相反，直接实现9例如，不卷积)误差消除滤波器608和610及带通滤波器612会导致带通滤波器612必需操作于来自误差消除滤波器608和610的5位输出。第三，可把抽选器614加入于诸如卷积滤波器HY1(z)和HY2(z)内，从而每N个输入样本就计算一次输出样本。以ADC采样时钟的频率的1/N来操作卷积滤波器把功耗减到最少。
在示例实施例中，对于子采样带通接收机，ADC 240是带通∑ΔADC 240a，它以PA447号未决美国专利申请中所揭示的方式对量化噪声进行成形。对于带通∑ΔADC，把0.25·fADC周围的量化噪声推向其中可对量化噪声进行滤波的DC和0.50·fADC。在示例实施例中，如此选择IF信号的这些频率，从而在模拟-数字组合后一个镜象频率出现在fc=0.25·fADC，在该频率中量化噪声被减到最少。
在图7A中重新绘出图5所示的正交下变频。乘法器518a和518b分别以同相cos(wct)和正交sin(wct)正弦信号把来自抽选器514的IF样本下变频到I和Q基带样本。通过相对于IF信号的中心频率适当地选择ADC采样频率，可使下变频阶段变得不重要。尤其是，如果选择ADC采样频率近似于下变频镜象频率的中心频率(例如，fc=0.25·fADC)的四倍，则可如图7B所示，通过把IF样本分别与同相序列[1,0,-1,0,1,0,…]及正交序列
相乘来进行乘法器518a和518b的正交下变频。这是因为但fc=0.25·fADC时,以(iπ/2)来计算正弦和余弦函数，且对整数值i取1,0或-1的值。在示例实施例中，可利用外部频率控制回路把镜象的中心频率保持为近似于ADC采样频率的四分之一。
参考图7B，可注意，同相序列[1,0,-1,0,1,0,…]的每隔一个值为零。类似地，还可注意到，正交序列
的每隔一个值为零。此外，同相和正交序列对于交替的值是有效的(例如，不为零)。可利用这些特性来简化正交下变频器的设计。
图7C中示出利用以上特性的示例正交下变频器的方框图。在示例实施例中，如此设计正交下变频器，从而解多路复用器(DEMUX)716把每隔一个IF样本提供给乘法器718a，把每隔一交替的IF样本提供给乘法器718b。使用此体系结构，乘法器718a和718b可以乘法器518a和518b一半的速度进行操作，从而减少了功耗。低通滤波器720和722分别等效与低通滤波器520a和520b。然而，由于DEMUX 716的解多路复用，提供给乘法器718a和718b的样本的相位相差90度或在时间上偏离(skew)一个样本。在示例实施例中，为了分别使来自低通滤波器720和722的I输出和Q输出在时间上对准，把低通滤波器720设计成相对于低通滤波器722的延迟有半个样本周期的附加延迟。在示例实施例中，把低通滤波器720和722的幅度响应设计成大致相似，以把IQ不平衡和IQ串扰减到最小。可读滤波器720和722使用不同的滤波器传递函数来提供附加的延迟。或者，可对滤波器720和722(这两个滤波器以样本速率的至少两倍为时钟)使用相同的滤波器传递函数并把滤波器720的输出延迟半个样本来提供附加的延迟。可尝试对低通滤波器720和722提供基本上类似的幅度响应但不同的延迟，这在本发明的范围内。
被采样的信号的频谱的频谱反转(inversion)可能发生在对信号进行子采样时。频谱反转的发生同有关被采样的信号的中心频率的ADC的采样频率有关。在示例实施例中，CDMA信号以fIF=0.25·(2n+1)·fADC为中心，这里n为等于或大于零的整数，fADC为ADC的采样频率。对于奇数n，发生频谱反转，对于偶数n，不发生频谱反转。此外，抽选器614所进行的3抽选一也可引起频谱反转。可通过选择相位相差180°的正交正弦信号或反转的正交正弦信号来修正此频谱反转。可通过如图7所示的频谱反转信号由多路复用器(MUX)724来选择正交正弦信号或反转的正交正弦信号。
Ⅱ．示例的带通接收机设计在图8中示出CDMA应用的示例噪声消除电路和正交下变频器。图8所示的信号处理是图6所示噪声消除电路与图7C所示正交下变频器的组合。在示例实施例中，CDMA的带宽为1.228MHz，且以fIF=0.25·(2n+1)·fADC为中心。此中心频率和ADC采样频率的关系在ADC的转换后，在0.25·fADC处产生了CDMA信号的镜象。在示例实施例中，如上述PA447号美国专利申请中所述，把ADC实现为MASH 4-4∑ΔADC。在示例实施例中，∑ΔADC可以几个模式中的一个模式进行操作。在动态范围高的模式下，∑ΔADC如图3所示提供Y1和Y2信号。在中等或低的动态范围模式下，∑ΔADC可提供Y1或Y2信号。在图10A中示出Y1信号的一个示例频谱。
在示例实施例中，带通抽选器802包括误差消除滤波器808、带通滤波器812a和抽选器814a，带通抽选器804包括误差消除滤波器810、带通滤波器812b和抽选器814b。在示例实施例中，把误差消除滤波器808和810设计成分别具有如公式(1)所示的传递函数ECY1(z)和ECY2(z)。在图10B中示出误差消除滤波器808后的Y1信号的示例频谱。在示例实施例中，带通滤波器812a和812b分别连到误差消除滤波器808和810，且把每个滤波器设计成为具有图8所示传递函数的五阶带通滤波器。第五级带通滤波器812不同于以上公式(4)和(5)所示的示例三阶带通滤波器。利用较高级的滤波器可更全面地获取∑ΔADC的性能。误差消除电路在所需的信号频带周围产生深的陷波槽(notch)(从而降低所需信号频带的噪声基底(noise floor))，并把量化噪声推到频带外。为了更全面地获取∑ΔADC的动态范围，使用五阶带通滤波器来滤除频带外量化噪声，从而由后续的抽选级折叠入所需信号频带内的噪声的量值可与∑ΔADC的噪声基底相比。在图10C中示出带通滤波器812的示例频率响应，在图10D中示出带通滤波器812a后的Y1信号的示例频谱。可利用不同的带通滤波器传递函数和不同阶的滤波器，这在本发明的范围内。
在示例实施例中，把每个抽选器814实现为3到1抽选器。通过奇数整数(例如，3,5,7,9等)的抽选把CDMA信号保持在抽选后的采样速率的四分之一，从而可容易地进行后续的正交下变频步骤。最初，ADC转换后的CDMA信号围绕fADC/4为中心，如图10A和10B所示。在三抽选一后，如此折叠CDMA信号，从而把以fADC/4为中心的信号转变成fADC/12或fs/4，这里fs是被抽选样本的样本速率。为了提高性能，如图10C所示，通过在带通滤波器812的该频率位置处放置陷波槽来滤除fADC/12处的噪声。此外，注意在三抽选一后还把5fADC/12处的信号向下折叠到fADC/12。因而，把带通滤波器812设计成在5fADC/12处具有第二陷波槽，以滤除此频率位置处不想要的信号，将把该信号向下折叠到fADC/12。在图10E中示出三抽选一后的Y1信号的示例频谱。
如上所述，根据对抽选器814来选择带通滤波器812的传递函数。在示例实施例中，把带通滤波器812的传递函数设计成在fs/4处及在N抽选一后向下折叠到fs/4的每个频率位置处为零。换种说话，对于N抽选一，如此设计带通滤波器812，从而把零置于m fADC/4N，这里m为小于2N的正的奇整数，且m≠N。对于如上所述的三抽选一的设计，把零置于fADC/12和5fADC/12处。类似地，对于五抽选一的设计，把零置于fADC/20、3fADC/20、7fADC/20和9fADC/20。
在示例实施例中，可如下来合成在想要的频率位置处包括带领带通滤波器的系数。首先，以与抽选N相同的数目开始，例如对于三抽选一为[111]。第二，放置每隔一个滤波器的系数，例如，[1-11]。第三，放置每一对系数之间的零，例如，[10-10]。第三步骤后的滤波器系数包括在想要的频率位置处提供零的滤波器传递函数。对于五抽选一，滤波器系数为[10-1010-101]。类似地，对于七抽选一，滤波器系数为[10-1010-1010-101]。应注意，此合成方法仅适用于奇数N。然而，以奇数N的抽选是较佳的，因为把被抽选信号的镜象保持在fs/4，以简化正交下变频器的设计。
参考图8，把来自抽选器814a和814b的输出提供给加法器815并进行组合。把来自加法器815的IF样本提供给解多路复用器(DEMUX)816，DEMUX 816把交替的样本导向乘法器816a和816b。DEMUX 816、乘法器818和多路复用器(MUX)824进行对图7C所示的DEMUX 716、乘法器718和MUX 724所述的功能。把来自乘法器818a和818b的输出分别提供给低通滤波器820和822。在示例实施例中，低通滤波器820和822具有图8所示的传递函数。低通滤波器820的传递函数的幅度响应基本上类似于低通滤波器822的传递函数的幅度响应。然而，低通滤波器820的传递函数相对于低通滤波器822的延迟对样本提供附加的延迟，从而I输出在时间上与Q输出对准。
Ⅲ．示例多相实现可以许多方式来实现图8所示的噪声消除电路和正交下变频器。在图9A-B中分别示出使用多相结构的噪声消除电路和正交下变频器的示例实现。多相结构在功能及位精度上等效于直接实现，且它利用了误差消除滤波器808和810及滤波器812的传递函数中每隔一个系数为零的特性。多相结构对输入信号的多个相位进行简单的信号处理，并组合中间输出以产生想要的输出。可使用定时方案把抽选器814集成在多相结构内，在此定时方案中，在进行任何处理前对Y1和Y2信号进行六抽选一。预抽选使得多相结构的寄存器可以较低的时钟速度进行操作，这减少了功耗。
如图9A所示，把Y1信号提供给多相滤波器902a和904a，把Y2信号提供给多相滤波器902b和904b。在示例实施例中，把在图9A中都标为“A”的所有寄存器都定时在时钟(fADC/2)的上升沿上，该时钟是ADC采样时钟的一半，把标为“B”的所有寄存器都定时在fADC/2时钟的下降沿上，把标为“C”的所有寄存器都定时在时钟(fADC/6)的上升沿上，该时钟是ADC采样时钟的频率的六分之一。
在多相滤波器902a内，把Y1提供给寄存器914a。把来自寄存器914a的输出提供给寄存器914b，把来自寄存器914b的输出提供给寄存器914c。寄存器914提供了Y1信号的三相。把来自寄存器914a、914b和914c的Y1的三相分别提供给滤波器912a、912b和912c。在滤波器912a内，把来自寄存器914a的输出提供给寄存器916a，把来自寄存器916a的输出提供给寄存器916b和增益元件918a，把来自寄存器916b的输出提供给寄存器916c和增益元件918b，把来自寄存器916c的输出提供给寄存器916d和增益元件918c，把来自寄存器916d的输出提供给寄存器916e和增益元件918d，把来自寄存器916e的输出提供给寄存器916f和增益元件918e，把来自寄存器916f的输出提供给增益元件918f。在示例实施例中，滤波器912a内的增益元件918a、918b、918c、918d、918e和918f的增益分别为
。类似地，在示例实施例中，把滤波器912b的增益为
，滤波器912c的增益为[2,-35,33,-10,1,0]。在示例实施例中，多相滤波器902b中的三个相应的滤波器的增益为[1,-5,-12,-5,1,0]、[-3,0,9,6,0,0]和[6,9,0,-3,0,0]。滤波器912d的示例增益为
，滤波器912e的示例增益为
，滤波器912f的示例增益为
。多相滤波器904b内的三个滤波器的示例增益为
、[1,-5,-12,-5,1,0]和[-3,0,9,6,0,0]。可如此实现多相滤波器，从而可重新排列和/或组合这些系数以简化硬件设计。例如，可把[-3,0,9,6,0,0]的滤波器增益实现为3·[-1,0,3,2,0,0]。在此情况下，可对相应于-1和-2的数据样本进行定标和组合，可把获得的和与相应于3的系数的定标数据样本相组合，整个结果以3来定标。
加法器920b接收来自918a和918b的输出，把这两个信号相加，并把输出提供给加法器920c。加法器920c还接收来自增益元件918c的输出，把这两个信号相加，并把输出提供给加法器920d。加法器920d还接收来自增益元件918d的输出，把这两个信号相加，并提供滤波器912a的输出。把滤波器912a、912b和912c的输出提供给加法器922a，加法器922a把这三个信号相加，以提供多相滤波器902a的输出。多相滤波器902b与多相滤波器902a相同。除了以多相滤波器904中的“B”寄存器906替换多相滤波器902中的“A”寄存器以外，多相滤波器904与多相滤波器902相同。
多相滤波器902和904分别执行图8中的误差消除滤波器808和810及带通滤波器812的大多数功能。把来自多相滤波器902b和904b的输出分别提供给增益元件932a和932b。每个增益元件932以4的示例增益对各输出进行定标，以计入误差消除滤波器810的增益。把来自多相滤波器902a的输出和来自增益元件932a的输出提供给加法器930a，加法器930a把这两个信号相加。类似地，把来自多相滤波器904a的输出和来自增益元件932b的输出提供给加法器930b，加法器930b把这两个信号相加。来自加法器930a和930b的输出包括来自噪声消除电路的输出且相应于来自图8中DEMUX 816的输出。
参考图9B，把来自加法器930a的输出提供给多路复用器(MUX)936a及以-1的增益对信号进行定标的增益元件934a。把来自增益元件934a的输出提供给MUX 936a。MUX 936a交替地选择来自增益元件934a的输出和来自加法器930a的输出，并有效地执行图8中的乘法器818a的功能。寄存器916g和倒相器952a提供交替为1和0的序列[1010…]，用它来控制MUX 936a。把来自MUX 936a的输出提供给低通滤波器908，低通滤波器908实行图8中的低通滤波器820的传递函数。在低通滤波器908内，把来自MUX 936a的输出提供给寄存器916e和加法器920e。把来自寄存器916e的输出提供给寄存器916f和增益元件918e，增益元件918e以增益6对信号进行定标。把来自增益元件918e的输出提供给加法器920e，加法器920e把两个输入相加并把输出提供给加法器920f。把来自寄存器916f的输出提供给加法器920f，加法器920f把两个输入相加并提供I输出。
把来自加法器930b的输出提供给多路复用器(MUX)936b和增益元件934b，增益元件934b以增益-1对信号进行定标。把来自增益元件934b的输出提供给MUX 936b。MUX 936b交替选择来自增益元件934b的输出和来自加法器930b的输出，并有效地执行图8中的乘法器818b的功能。把来自倒相器952a的交替为1和0的序列[1010…]提供给MUX 954和定序器952b。把定序器952b的输出提供给MUX 954。MUX 954执行图8中的MUX 824的功能，并根据频谱反转控制信号提供两个序列之一来控制MUX 936b。把来自MUX936b的输出提供给低通滤波器910，低通滤波器810实行图8中的低通滤波器822的传递函数。在低通滤波器910内，把来自MUX 936b的输出提供给寄存器916h和加法器920h。也把来自寄存器916h的输出提供给加法器920h，加法器920h把这两个输入相加并把输出提供给增益元件938。增益元件938以增益4对信号进行定标并提供Q输出。
已就利用∑ΔADC的带通采样接收机描述了本发明。对于带通接收机，相应地选择误差消除滤波器的传递函数，使用带通滤波器在正交下变频前滤除量化噪声。本发明还适用于利用∑ΔADC的基带接收机。对于基带接收机，修改基带∑ΔADC的误差消除滤波器的传递函数，使用低通滤波器来滤除量化噪声。可对基带误差消除滤波器和低通滤波器的传递函数进行卷积，以类似于以上对带通滤波器设计所述的方式来产生噪声消除电路。因而，以上所述用于基带接收机的创造性概念的应用在本发明的范围内。
向熟悉本技术领域的人员提供较佳实施例的上述描述以制造或运用本发明。对于熟悉本技术领域的人员而言，对于这些实施例的各种变化是显而易见的，而且可将这里限定的一般原理用于其他实施例，而不必进行创造性劳动。于是，本发明并不局限于这里所示的实施例，而是根据与这里揭示的原理和新颖性相一致的最宽范围。
权利要求
1．一种噪声消除电路，其特征在于包括至少一个带通抽选器，每个带通抽选器包括一用于接收来自模拟-数字转换器(ADC)的信号的误差消除滤波器及一连到误差消除电路的用于对来自误差消除滤波器的输出进行滤波的滤波器；以及连到至少一个带通抽选器中每一个的加法器，用于把带通抽选器的输出相加。
2．如权利要求1所述的噪声消除电路，其特征在于ADC为西格马德尔塔ADC。
3．如权利要求2所述的噪声消除电路，其特征在于ADC为具有两个回路的MASH西格马德尔塔ADC。
4．如权利要求3所述的噪声消除电路，其特征在于ADC为的MASH 4-4西格马德尔塔ADC。
5．如权利要求1所述的噪声消除电路，其特征在于把误差消除滤波器的传递函数与滤波器的传递函数进行卷积，以产生各带通抽选器的卷积传递函数。
6．如权利要求1所述的噪声消除电路，其特征在于滤波器为低通滤波器。
7．如权利要求1所述的噪声消除电路，其特征在于滤波器为带通滤波器。
8．如权利要求1所述的噪声消除电路，其特征在于至少一个带通抽选器中的每一个还包括连到滤波器的用于接收和抽选滤波器的输出的抽选器。
9．如权利要求8所述的噪声消除电路，其特征在于抽选器进行N抽选一，这里N为正的奇整数。
10．如权利要求8所述的噪声消除电路，其特征在于抽选器进行三抽选一。
11．如权利要求8所述的噪声消除电路，其特征在于抽选器进行五抽选一。
12．如权利要求8所述的噪声消除电路，其特征在于滤波器为在来自抽选器的抽选样本的样本速率的四分之一处具有零的带通滤波器。
13．如权利要求12所述的噪声消除电路，其特征在于把带通滤波器设计成在mfADC/4N处具有附加的零，这里N为抽选器的抽选因子，m为小于2N且不等于N的正的奇整数，fADC为ADC的采样频率。
14．以多相结构实现的如权利要求1所述的噪声消除电路。
15．一种正交下变频器，其特征在于包括噪声消除电路，用于接收来自模拟-数字转换器(ADC)的至少一个输出并提供IF样本；连到噪声消除电路的至少一个乘法器，用于接收IF样本并把IF样本下变频到基带样本。
16．如权利要求15所述的正交下变频器，其特征在于ADC是西格马德尔塔ADC。
17．如权利要求15所述的正交下变频器，其特征在于噪声消除电路包括至少一个带通抽选器，每个带通抽选器包括一误差消除滤波器和一滤波器。
18．如权利要求17所述的正交下变频器，其特征在于通过把误差消除滤波器的传递函数与滤波器的传递函数进行卷积，以产生每个带通抽选器的传递函数。
19．如权利要求17所述的正交下变频器，其特征在于滤波器为带通滤波器。
20．如权利要求17所述的正交下变频器，其特征在于每个带通抽选器还包括一连到滤波器的抽选器。
21．如权利要求20所述的正交下变频器，其特征在于抽选器进行N抽选一，这里N为正的奇整数。
22．以多相结构实现的如权利要求15所述的正交下变频器。
23．一种正交下变频器，其特征在于包括至少一个带通抽选器，一个带通抽选器用于MASH∑ΔADC的每个回路，每个带通抽选器接收来自相应回路的输出；连到带通抽选器的加法器，加法器把带通抽选器的输出相加以提供IF样本；以及连到加法器的两个乘法器，用于接收IF样本并把IF样本下变频到基带样本。
24．如权利要求23所述的正交下变频器，其特征在于每个带通抽选器包括一误差消除滤波器和一滤波器。
25．如权利要求24所述的正交下变频器，其特征在于通过把误差消除滤波器的传递函数与滤波器的传递函数进行卷积，以产生每个带通抽选器的传递函数。
26．如权利要求24所述的正交下变频器，其特征在于滤波器为带通滤波器。
27．如权利要求24所述的正交下变频器，其特征在于每个带通抽选器还包括一连到滤波器的抽选器。
28．如权利要求27所述的正交下变频器，其特征在于抽选器进行N抽选一，这里N为正的奇整数。
29．如权利要求23所述的正交下变频器，其特征在于还包括连到每个乘法器的低通滤波器，所述低通滤波器对基带样本进行滤波以提供基带输出。
30．如权利要求29所述的数字正交下变频器，其特征在于低通滤波器的幅度响应基本上类似。
31．如权利要求29所述的数字正交下变频器，其特征在于相对于其余滤波器的延迟来延迟一低通滤波器的延迟响应。
32．以多相结构实现的如权利要求23所述的正交下变频器。
全文摘要
与带通接收机相结合来使用噪声消除电路和正交下变频器。噪声消除包括至少一个带通抽选器和一加法器。把来自西格马德尔塔模拟—数字转换器(∑△ADC)的每个回路的输出提供给各带通抽选器。每个带通抽选器包括一误差消除滤波器、一带通滤波器和一抽选器。把误差消除滤波器和带通滤波器的传递函数进行卷积,以提供带通抽选器的传递函数。然后,对经滤波的信号进行N抽选一。可把N抽选一装入带通抽选器内,从而带通抽选器以ADC采样时钟的频率的1/N进行操作。把来自所有带通抽选器的信号加起来,并把获得的IF样本提供给两个乘法器,这两个乘法器分别以同相和正交正弦曲线把IF样本下变频到I和Q基带样本。对基带样本低通滤波,以进一步去除量化噪声和不想要的信号。可如此选择模拟输入信号的中心频率、ADC采样时钟和N抽选一,从而输入信号的镜象频率出现在0.25f
文档编号H04B1/10GK1300467SQ99802052
公开日2001年6月20日 申请日期1999年1月11日 优先权日1998年1月9日
发明者L·K·－A·马特 申请人:夸尔柯姆股份有限公司