专利名称：阻抗调制的信号传输的制作方法
技术领域：
本发明涉及信号传输，特别是有关高速电子数字通讯中的信号传输，但不是仅限于这种应用。
目前，无论是互联网上的设备之间，或是在基本上属于数据处理性质的设备／装置(例如，有关装置内部所带的和／或与之相关的计算机)内，都日益增多地需要快速和可靠地传送非常大量的数据。为了提高传输和接收的速度和可靠性，需要庞大的资源，其中，包括为了便于利用电气和光学传输线路(例如，同轴电缆和铜芯双绞线和／或光缆)的这种通讯容易进行的信号格式和信号传输协议。除非终端阻抗完全匹配，否则，传输线路容易造成信号反射。而阻抗则受传输线路的长度以及传输线路的类型影响。历来，信号反射都被认为是严重影响信号传输和接收的保真度的重大问题，因此需要花很大的努力来控制它。
根据本发明的第一个方面，信号传输是有预定地形成并使用发射信号的反射信号。
这与过去的方法有根本的不同。信号反射是自动进行的，而这里利用这种预定的信号反射来进行包括双向双工信号传输在内的信号传输。这种信号传输方式还有一个非常好的优点是可用于控制／检查等目的，而且对可靠性有很大潜在影响，而且很简单。
这里的双向信号传输方法，包括在一个方向进行的第一信号传输，这些信号确实能形成预定反射，并根据预定反射的性质，形成与发送出的信号相关的最终返回信号；另外还包括通过改变预定反射的性质而在另一方向上进行的第二信号传输。
第一信号源评估与送出的信号相适应的接收到的信号，来确定预定反射的性质，从而确定有关的信号内容。第二信号源只需检测第一信号传输送出的信号，并根据第二信号传输改变预定反射的性质。
二进制数据通讯的基本要求变成只是区别在二个二进制值(“0”和“1”)之间，反射的是什么值。对于第一信号源，其二进制值信号具有不同的适合于上述评估的电压偏移。第二信号源可以高度精确地反射比另一个二进制值低的一个二进制值，甚至接近零的值，但实际上，很可能存在有一些固有的反射。也就是说，能有效地接收过去曾竭力想消除或降至最低的合理电平，实际上，可保证信号传输很高的电平。另外，实际反射的信号，在反射并被接收，尤其是利用该信号的一部分进行控制／检查等后，是易于处理的。
这样，对于第一信号传输的信号格式形成了一个优选方案，对于每一个二进制值，具有连续的方向相反的电压偏移，例如不同的相位关系，最好是相反的相位，以便于区别二个二进制值。方向相反的连续的每一个二进制值的极性不同，这里可用术语“双极的”来描述。这样，可以将直流信号分量减小至标称零，实际上，如果偏移形状相同，可以将直流信号分量减至最小(由于传输路径影响)。
传输信号的几种特殊形式包括可用于第一传输的位信号相位的不同信号电平；具体地说，可用于偏移程度以及通常它们之间的另一个电平，最好是中间值电平。对于双极性的位脉冲，类似的相反极性和零电平是便利的。另外，带有典型的中间电平的位信号相位为低阻抗的电压状态，而不是通常众所周知的三态逻辑门的高阻抗的“关断”状态。
本发明的第二个方面涉及信号的格式。这个格式包括规定的、没有实际信号信息内容的间隔，这种间隔足以完成控制／检查(特别是)信号质量等的功能。在这种间隔上，通常加入一个基本上恒定的，等于所述偏移的中间值，通常为零伏的，至少对于双极性的位信号为低阻抗性质的电压。
至少对于所述第一信号传输的位信号，这种间隔为每一个二进制值的单个信号格式的一部分。例如，一个极性的较高电压偏移，接着一个相反极性的电压偏移，再接着是零偏移；或者是在至少二个方向的信号象通常一样互不干涉的地方的位信号脉冲群，例如，多个连续的双极性偏移，接下来为无偏移。
至少对于所述的第二信号传输，如果由阻抗极不匹配，即开路和短路状态的终端装置进行预定的反射，并且自动地将一个值作为位信号的一个值，将另一个值作为位信号的另一个值，那么，二进制值的信号可具有特殊的优点。下面将专门地描述将开路终端用于具有与位值反相位的连续双极性信号中的情况。开路终端可将一个位信号的电压值升高至正常的二倍，而短路终端可使该电压值降低至接近被抵消的程度。这种关系使第一信号源可以解读接收的信号是由开路终端或短路终端反射来的第二个信号的那一个二进制值，例如，开路终端反射的二进制值“1”或短路终端反射的二进制值“0”。
反射后接收的信号实际上可以表示原来传输的第一信号远距离正确接收的情况，并可易于检测第二信号传输的二进制值。另外，还可表示送出信号达到二倍电压同一形状的和又降低至被抵消的电压的正确信号差。
另外，在二个方向传输的信号的正确性和质量，可由反射后信号的往返性质表示，这样，适合于可以只在第一信号源处进行检查。虽然，只在所关注的连接的正常传输特性范围内，灵敏度较高，但质量检查可做到所希望的程度或范围。这种检查涉及相对于第一信号传输格式的反射信号的匹配情况和／或其形状，例如包括提取反射造成的信号差别和噪声。在整个偏移上能够彻底地检查波形。检查装置可以较简单，包括依靠利用任何所需的阈值进行检测，确认反射信号的二进制值和检查相对于发射信号的顺序，也可以不检查实际的时间。
特别有利的是，上述连续的相反走向的信号格式可以双向检查连续相反走向的信号内容的性质，例如，可利用混合方法来提取信号内容。
噪声信号则完全不可能做到这一点，至少不能够利用足够接近的间隔，并且相对于所涉及的信号格式产生混淆。这可以简单地利用规定的继电器装置检查出来。一种简单适用的协议包含检测每一偏移的方向，并最好按照极性直接或根据任何其他参考电平转换后来检测。例如通过超过预定偏移阈值，最好高于期望的乱真信号电平，作为部分确认；通过在预先确定的时间间隔内反向偏移的出现，作为进一步的部分确认。
有用的改进包括定量地检查反向偏移的对称相似性，例如利用每一偏移的积分，并通过检查找出差别，这并不太难，可以利用二个积分输入级连接到带阈值输出的差动放大器上而方便地来进行。其他有用的改进包括检查前一个和／或接连的每一个第一或最后检测的偏移之后没有二进制信号的最小时间；这个时间应至少超过所述控制／检查所需的时间间隔。利用箝位二极管的对数响应，有助于较大范围的减小信号强度。
实际上，还可以调节阈值，以适应宽范围的往返信号通道，和／或控制／检查的响应时间。这可以用数／模转换装置的输出来实现这种情况可以进一步讲是受到了位于顶层的在可编程的计算机控制设备中的软件控制。
至少在这些情况下，至少比某些应用场合，可以不用复杂和昂贵的定时装置。这些定时装置基本上限于评估没有第二信号传输调制的第一个发射的二进制信号(或第一组二进制信号)，但是带有特殊的终端，具有相应的接收的反射信号。利用传输设备可以任意改变定时，包括改变二进制信息流内的速率，甚至从一个位至另一个位，或者，特别有利的是，将传输速率增加至预设的传输通道能可靠承受的程度，可用合适的初始化二进制数序列来加速直至失效，然后降低该速度以用于接下来的信息传输。
这些检查和定时特点被认为是分别构成了本发明创造性的第三和第四个方面，无论是总体上或者更具体地说。
上述创造性的方面形成了一个高度虚拟的内部自调节的系统，至少没有困绕以前许多系统在信号反射、误差检测是否有会扩展到校正、高速时钟定时信号分配、和补偿通过长传输线路电缆造成的衰减方面的复杂性。
这种简化的成功使得可以考虑另一个通讯系统问题，即给装置设置地址，使得只能激活目标设备来接收预期的传输信号。通过给每台有关的设备进行地址编码并对每台有关设备设置所需的地址存储识别和传输装置，可以大致实现上面情况，至少对于所谓的“环形”或“菊花链”系统，其中每台设备与公共传输线路的一端连接。实际上，这种环形／菊花链系统排斥了当今至少由于增加其他设备灵活性差且比较昂贵“星形”系统。其中的原因当然与上述的非常高速的通讯系统太复杂有密切关系。
根据本发明的第5个方面，路由装置依靠送出非地址形式的信号，尽管这些信号还用于在通讯系统的发射设备和接收设备之间建立所希望的连接。该通讯系统的传输通道具有显著的通用性，合适的路由装置依靠一系列／序列的发射的二进制路由信号的值，和根据每个节点的状态设定装置，公共传输通道上的单个节点对每一个路由二进制信号的响应。
每一个节点可控制不同设备中的一台设备(事实上只有真正环形或菊花链系统中的设备)，或一个通讯通道的分支的入口；或是激活其他设备。路由的二进制信号可以看作是代表是否接受和激活直接有关设备；或是否分接到另一通讯通路。
合适的路由信号包括一系列的单个二进制信号，每一个节点，直至目标节点都会遇到一个这种信号，而在根据该系列的单个二进制信号的值的序列，发出指令的节点上，则清除或吸收每一个二进制值。这样，可允许有复杂的分支和辅助分支通道。除了在在所谓的主-从系统中仅在主设备需要相关识别处理之外，在寻址之前，任何包含由信号到达的识别返回传输标识符的任何确认协议，都可能看起来有某些等效物。
根据本发明的第6个方面，为通讯目的而建立的连续的导电通道，以及双极性信号传输有意义的非直流性质，使得可在相关网络的任何地方使用直流或低频交流电源，并使直流和低频交流电通过。
现结合附图来说明本发明的优选实施例，其中
图1A和1B表示终端开路和终端短路的传输线路的反射作用的原理图；图2A和2B表示一种双极性的位信号格式的理想波形；图2C表示另一种位长度信号；图2D～2I表示多个为类格式和另一种格式；图3表示一种简单的主-从互联网的略图；图4为表示主设备的示意性方框图；图5为图4所示的二进制信号接收器和检查装置的电路图；图6为图4所示的二进制信号发生器和时钟装置的电路方框图；图7为使用宽带传输线路变压器的节点装置的原理性电路图；图8A～8C为使用同轴电缆或双绞线的变压器的外形图；图9为使用P-沟道的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的节点装置的电路原理图；图10为使用双极晶体管的反射信号发生器的原理图；图11为使用砷化镓光电元件的反射信号发生器的原理图；图12表示一个复杂的互联网的略图；图13为可作双工通讯的节点装置的示意图；图14为路由装置的电路原理图；图15表示有关信号源遥远的信号传输线路和14A，B，C，D处的波形的略图；图16表示微带传输线的略图。
图1A和1B表示理想波形为相对于零点对称的正弦双极性信号11；它受到开路终端或短路终端的影响，在传输线路中产生同相位12，和反相位13的反射信号。其反射信号的电压或是加倍(如图1A中的15所示)或被抵消(如图1B所示)；具体地说，当发射信号的峰-峰值电压为2伏时，反射信号的峰-峰值为电压4伏或0伏。
图2A和2B表示实现本发明的优选的信号格式。这个信号格式包括对于在一个方向传输的信号的每一个二进制信号值，在X，Y区域有连续反向进行的偏移。具体地说是，相对于双极性或与零点对称的正弦波形，开始为正的波形(图2A)和开始为负的波形(图2B)；它们分别与二进制的“1”和“0”对应。图2A和2B还表示了在每一个双极性分量X，Y以后，在Z处有一个中间电平电压分量；具体地说，该中间电压为零；而更好是，为了便于使用，为一个低阻抗性质。
在另一个方向的信号传输由终端开路和终端短路中，采用那一个而定；具体地说，如图所示，分别根据二进制的“1”和“0”而定。
最好是采用纯粹和光滑的正弦波形。但也可以采用波形走向相反的其他信号格式-例如，梯形波，三角形波，矩形波或各种不同的曲线形上升和／或有峰值和／或回落的波形。该中间电压分量Z可以是容易与相反走向的偏移分量X，Y区别的任何一种别的分量，如果要求有另外的意义；同样在此可以应用低阻抗(零)，以有效地从中消除这种变化。
首先考虑在主-从形式的菊花链互联系统中的应用(见图3)。在主设备31和无源接收终端35之间，用传输线路部分33连接着菊花链形式的互联网的主设备31和节点32或相应的服务器设备。该传输线路33具体表示为同轴电缆，它带有携带信号的中心导体34，可通入主设备和节点中，并从其中伸出，还可与外部接地屏蔽连接在一起。
参见图4，主设备31包括一个以三倍二进制速率工作的可编程时钟源41；由微处理器44提供的串行数据输出口42和输入口43；与传输线路(不一定是同轴电缆)的特性阻抗匹配的输出终端电阻45；三电平输出数据的脉冲发生器46；带有脉冲质量检查装置的输入接收器47和虚拟混合网络48。适用于所示部件的电子线路可用通常的集成电路工艺实现。
虚拟混合网络的作用相当于早期电话通讯中的变压器混合耦合器，即4-线／2-线转换器。具体地，在这里是将主设备发射的第一个信号，通过由节点的预定反射作用返回至主设备31的反射信号，与第二个信号分开。另外，相关差动放大器481的输出482与其输入483和484之间的电压差相适应。电阻485和486的阻值与和传输线路阻抗匹配的电阻44的阻值相同，可以起到差动放大器输入483，484的同样的2∶1分压器的作用。当没有反射信号时，差动放大器481的二个输入的电压和相位相等，因此输出为零。然而，当从传输线路来的反射信号分量返回到达主设备时，线路484上的电压比在电阻485，486之间的线路483上的电压增加或减小，这样，差动放大器481的输出482不为零，而是这二个电压之差。原则上，当发射的输出信号被有效地清除时，差动放大器的输出482可以跟随除噪声等以外的反射分量。
图4A表示实现包含该混合网络48的功能另一种混合网络，它可用集成电路(IC)方法生产。
该混合网络不进行其他的过程，只是连续工作，同时在传输线路上输出和输入出现的二进制信号。通常，输出和输入的二进制信号之间没有幅值和相位的差别，并且基本上没有相互干扰。
电路有二个大的晶体管M1(N-型)和M2(P-型)。M2的宽度与M1成比例，用以补偿P型器件的低的互电导。M1和M2的互电导相等。综合的互电导近似等于1／Z0，即为传输线路特性阻抗的倒数。当从Y5看时，电容C2和C3／C4电容对使电路看起来成为一个Z0欧姆的真正的电阻，变成传输线路的一个适当的终端。这是因为输入-输出100％反馈的反互电导和1／gM的电阻是完全等效的。
这个电路可以作为-输入波的终端和防止从主设备端的反射-虽然原理上说，能量可以重新使用；-作为所有信号波的波源，向各个节点发射向外进行的主设备的输出波序列；-提取输入信号，在这种情况下，不反射任何发射的信号。
具体地说，Y7代表返回至主设备的，从一个节点发出的二进制反射信号能量的“幻象信号”源；Y9为主设备发射至电缆中的信号输入(单向通讯信号)；Y6最好是复原的返回信号送往一个集成接收器电路的地方。从Y3至Y5的增益为-1，因此Y6不与输出信号一起移动。Y5为输入-输出口(同轴电缆或微带等传输线路的中心导体上的电压输入-输出口)；Z0为传输线路的源阻抗(即不是一个真正的电阻)；C1和V4(与Y9相反)在需要时，可用来减小输入传输线路的信号；R2，R3有助于设定仿真的初始条件，在实际线路中不使用；M3为复位晶体管，当主设备输出一个间隙周期(位间(inter-bit)或脉冲串间隙(inter-burst))时被激活，并可有助于恢复电路的自偏置工作点，同时终端为特征阻抗，还可使耦合电容适合于直流电源加在电缆上的小直流电压。Y4是内部节点，当C2充电／放电时电压摆动(slew)；C2大表示Y4摆动较少，另外，C2可以小，但Y4不应摆动过多而饱和。Y7，R1代表一个100欧姆的信号源电阻；V4／C1接收从V3，C5来的电流；C3，C4，和C5，C1可成比例地减小。
电容分压器(例如，栅极电容)作用可减小围绕反相器的反馈，从而降低互电导和增加有效电阻。这可以通过过互电导(over-transconductance)设计得到补偿。可以利用输出口和栅极之间的衰减变化来在软件控制下，与不同的传输线路阻抗匹配。使用相反的信号直接输入一输入-输出(I／O)节点，可补偿由于输入I／O节点的电容信号电流引起的误差(避免用这条通道)，但代价是使I／O的电容增大。利用环路(ring)中的反相器可以产生相反的信号。
参见图2A和2B中的X，Y，Z可看出，所用的二进制信号为紧接一个零电压间隔的对称的短脉冲。这些二进制信号没有直流分量，可以进行完全的交流耦合。间隔Z提供了解读脉冲分量(X，Y)的时间。图2D表示利用这些二进制信号(X，Y，Z)产生的一个位序列，图2F为利用方波格式产生的二进制序列。图2G和图2H表示对于正弦波和方波形式的二进制信号组／脉冲串没有间隔，但在每一侧有间隔的应用情况。图2C的间隙信号与二进制信号长度相同，但电压为零伏，它用于下述包括选通脉冲和复位在内的各种控制。图2I表示一个正弦形状的逐位的间隔信号，具有大的偏移脉冲可用作末端路由指示器(参见以后有关路由器的说明)，和／或按照需要的其他目的(包括复位或有预定地中止均衡状态)。
图5表示用于三电平的信号传输的三电平输出数据脉冲发生器，它包括固定时钟51，锁相环52，选择分频器53，锁相环52和二进制信号格式时间设定装置55的各自专用的三分频器54A和54B，用于使位偏移(X，Y)与输入二进制数据值协调和控制在57上产生正电压和负电压的与门56。该正电压和负电压经开关58加在输出晶体管58的偏置基极上，开关58由时间设定装置55控制，在代表双极性脉冲电压偏移(X，Y)的二进制值之后的间隔(Z)过程中被关断。
改变选择分频器13可以改变二进制信号传输速率，例如，使实际的最大值适应于以适应任何具体装置的传输线路和节点，甚至是某种特殊的连接。这种改变可以是建立在逐位的基础上(见图2E)，但通常建立在单次或周期性系统结构或重构(re-configuration)基础上。为了设定这种二进制速率，对微处理器44编程，使它以规定的增大的二进制速率送出信号，直至反射信号第一次质量测试失败为止；然后，以低于该作为一个储存的预置的速率送出信号。原则上，只要每次由微处理器44设置好并储存起来，这种方法可适用于每一种通讯。
三个电平的信号传输固有地可能比使用NRZ(不回至零)的二进制码慢，但它有一个优点是，对称和较容易解码和检查错误。在电话通讯中使用时，三电平的数字系统没有波形和波形编码，例如对于时间和振幅是对称的。另外，第三状态为在“0”和“1”电平之间的低阻抗电压性质的中间状态，而不是如在总线绝缘中使用的Tri-stateTM逻辑门那样的高阻抗“关断”状态。大多数其他数字电路是在通常的二电平的二进制逻辑线路基础上工作的。
第三状态可适用于间隔(Z)，也可适用于图2C没有数据信号的间隙，能用于控制各个不同方面的工作，包括待描述的用路由方法查找地址。根据在某一特定时刻，起作用的是主设备或从设备，该间隔可由主或从设备产生。
图6表示来自传输线路的任何三电平信号的接收和质量检查装置。不论是对于反射信号，或来源于从设备／节点，按照反射方式发出信号传输的数据信号，这个系统都可非常可靠地检测传输的数据的每个位的错误。应当理解，包括反射波在内的所有信号至少正常情况下，都有与真正的位信号一样的双极性／正间隔格式，并可以按与图4所示的虚拟混合网络48有关的差动放大器481的输出检测。
对于要接收的代表二进制值“0”或“1”的位信号，要进行以下的波形检查／测试。
1．每一个接收的位信号波形前必需超前至少双极性偏移之间的那种间隙，例如，正、负阈值检测差动放大器61A，61B(通常设定在每一个标称峰值的大约1／4)、反相器62和或非门63，只要两个差分放大器61A，61B的输入均为低，就输出正的，与位于相关阈值内(即不超过该阈值)的接收信号相对应。阈值加在整个间隔Z上，并可在数据检查器64中计数。这可以检测帧误差和传输线路的总噪声，防止参考电压稳定为零。
当波形在阈值之间通过时，由于其极性反转，或非门63的同一状态只能维持较短时间。至少与检查反转相关联，和结合下一次测试时，数据检查器64可以利用相应的较短的脉冲。
2．每个波形应该充分地接近每个正、负峰值(在最小时间内，以一种次序或其他的相依关系)，并认为这是一个位信号，例如阈值检测差动放大器65A，65B(其阈值可以设定得比61A，61B高，例如，设定为每一个标称峰值的大约一半)如按相应地将正和负的输出送至数据检查器64所表示的。这种检查可直接显示一个位值(不一定要显示一个需要在数据检查器64中解读的信号位值)，并且该数据检查器64可根据所述的最短时间计数并适当地考虑或非门63输出的短脉冲。这种检查，与上述检查的结果一起(例如显示没有位信号的间隔)，可以拾取电平在差动放大器61A，61B和65A，65B的阈值之间的弱信号。
3．每一个波形必需在主设备设定的时间内进行反转，并超过相反的阈值。这些在上面进行了处理，并防止将噪声假信号被认为是数据，因为不太可能的是，在采样周期过程中，噪声首先可能是一个极性，然后是另一个极性，通过中间附近转变，即没有非常相似的频率和双倍的振幅，以致模仿或抵消有效信号。
4．当在找到脉冲分量的二个极性和进行上述的反转后，再检测由上述第一个测试产生的长脉冲时，还应对正向电流和负向电流积分的总和进行测试，以在固定的百分比内均衡。这可以利用输入端带有对数箝位电路(1ogclamp)67的积分器66和控制阈值的差动放大器68A，68B，结合反相器69和数据检查器64的或非门70来进行。该运算放大器积分器66可以用一个带有集电极-基极电容反馈的晶体管代替。
这种检查可以验证波形的对称性。在采样期间所产生的总体说单极性噪声脉冲，将使该积分器产生一个相应的非零输出；而位信号格式的对称的双极性分量的反射甚至对于宽范围的返回信号强度，不平衡的量更接近于零。
在接收先前数据之前，间隔(Z)的时间长度应持续一段给定的时间，因此能够在数字检查器64计数。这样可以检测在该间隔时间内的噪声。
如果接收的信号太弱和／或为一个共模的噪声电压，则以上的测试有误差。
可以不用上述的固定的阈值电平，有益的是使用DAC(数模反相器)进行调整，尤其是利用软件进行调整，使往返信号衰减电平的宽范围内的通讯容易进行。如果数据传输速率较低，还可以使用接收信号比较器和放大器的DAC可调的响应时间控制，来排除高频噪声，以便与更远的节点进行可靠的通讯。这只要通过设定这些元件中的偏置电流(由于寄生或附加电容固定，电流越大，响应越快)就可达到。
选通脉冲和复位信号可在图2C的间隙信号长度内产生，例如，在时间Y进行脉冲选通，在时间Z进行复位，见图6中的延时脉冲发生器71和72，图6还示出了在或非门63的输出端产生固定延时。比较器61A，61B可使数据检查器64监视所有的间隔分量(Z)和间隙信号(图2C)都在给定的零伏范围内，如其阈值设定的那样。
根据传回主设备31的位信号值，在逐位(bit-by-bit)的基础上和开路或短路基础上，主节点32反射从主设备31来的信号。这些反射也是对节点32在逐位的基础上有效接收信号的应答。
图6A表示另一种接收电路，它有利于用集成电路实现。
这个电路与图6所示电路不同，它是基于位信号波形格式的积分为实际的二进制值，和利用“不够快”的放大器来产生积分响应。在图6A中-交流放大器和积分器的周期性自动零点复位，可以克服在小尺寸晶体管的通常数字CMOS工作过程内产生的漂移、晶体管噪声和电源噪声，这些对数字化速度是适宜的。当传输信号时，位间复位是可能的，这可以大大放宽对漂移／噪声的要求。
-每次当复位的晶体管被激活时，放大器取其自偏置电压(self-bias)，而积分器放电，由于只在间隔时间激励并时间很短时，没有意义。
-晶体管沟路长度相当长，以得到良好的增益；-同样的电路可以用于节点(直接得到主设备的数据)和主设备端(在图4A所示电路之后)，要记位这样复原的数据需要在主机设备上盼断。
工作时，M11，M10起互电导级(即电压转换为电流)的作用。输入电压数据流波形Y6可以调制M11和M10的栅极。当信号为自偏置点之上的正信号时，N沟道晶体管更加导通，而P沟道晶体管不大导通。输出点Y3处吸收电流。相反，当信号极性相对于自偏置点为负时，P沟道晶体管更加导通，而N沟道晶体管不大导通，因此可输出源极电流。在自偏置点，M11和M10的电流相同，因此在Y3处没有净电流。Y3作为积分器的输入端，是一个低阻抗点；并且Y3处的电压改变非常小(+／-90mv)，因此具有很强的积分作用，而寄生的反馈电容不起作用。M7和M8起积分器作用。与M11和M10相反，Y7处的输出电压允许波动。没有示出反馈电容器，为了实现积分作用也不需要反馈电容器，因为，漏极至栅极的寄生电容使信号强度变化较小。在Y7处的信号，大致上是输入信号的积分。例如，当第一个“1”位信号波进入时，Y7在输入波为正时，进行正向积分。在输入波穿越零点时，Y7处的输出达到峰值。在位信号波的第二个一半(负波)进入时，Y7进行向下积分。为使位信号在结束时回到自偏置点，波的正半周下面的总面积，应与该波的负半周下的总面积相等。当在Y7处的信号波动较大时，对于传输速率慢的输入数据，Y7处的输出可偏向电源干线中的任何一个。当发生这种情况时，与该供电干线连接的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)从漏极端被夹断的饱和状态转向与源极电阻连接的漏极端的电阻状态。当发生这种情况时，漏极至栅极的电容反馈增大成为全部栅极氧化物电容。这个效应非常有用，因为这样产生了变化范围大、灵敏度高的积分器，而且极限电荷容量非常大，可使该电路在10∶1的时间范围内进行积分。由于电荷保存下来，因此必需除去MOSFET上储存的所有电荷。只有当输入波形在一个极性期间储存的所有电荷都除去时，Y7上的输出信号才能回至中点；这正是平衡的输入信号所需要的。
在Y7处波形的数字提取是利用M2／M3检测“0”，利用M4／M6检测“1”(输出脉冲反相)。阈值由晶体管M2和M4相对于晶体管M7，M11的相对沟道宽度设定。M2的沟道宽度较窄，使反相器的阈值比正常阈值低；M4的沟道宽度较宽，使反相器的阈值比正常阈值大。正常的逻辑门将二个信号转换成DATA和CLOCK(CLOCK在间隔时间中产生)，以驱动移位寄存器。由同一个时钟进行时钟控制的另一个移位寄存器，可给控制通向主设备的反射器(通向主设备的数据)的节点至主设备的数据排序。这可使输入和输出数据同步，和正确排序。
图7表示一个使用宽带脉冲变压器71的从设备节点的设备。该变压器71连接同轴电缆其输入侧的中心导电体和中心抽头的开关72和73之间，根据开关控制74进行数据的输入和输出。开关控制74来自于节点控制逻辑和移位寄存器装置75。该装置75与图6相似，所示装置75还接收来自三电平检测和定时装置76的定时控制输出。但一般不需要质量检查而被简化。反射终端控制是根据连接到取样点78，79的数据调制开关77。图中示出输出开关72的两侧。变压器71的合适结构为由卷绕在导磁率很高的环形磁芯上的同轴电缆或双绞线制成的一种反相传输线路变压器，如图8所示。该变压器的另一种结构是将一个微带传输线路变压器制成一个印刷电路板，并使用平面磁芯，从磁路上将电路连接起来，如图9所示。
图7A表示另一种传输线路传感器，其中-将叠加在大直流或交流电压中的信号降低至可与集成电路(IC)信号处理兼容的0伏参考电平。双向性表示还可将0伏参考电平信号(例如，主设备波形)提高至直流电平。可以为就地节点供电。现在所有的路由选择／反射都由集成电路N沟道晶体管按0伏进行。传输线路变压器可以是一个简单的超高频(UHF)空心环形铁氧体。同样的完全双向的电路可以用在主设备上，并可以在任意便利点上将电功率通入网络和从网络中取出。
使用传输线路变压器可产生良好的直流通道，具有低的寄生(通道)成分，因为传输线路的结构能有效地使杂散电容和漏电感成为传输线路。该变压器还具有一个优点就是可以进行阻抗转换和单／双端转换(平衡-不平衡变换器功能)。这在同轴电缆系统(不平衡)和双绞线(平衡)系统之间的信号传输介质转换方面是有用的。
全部数据(二个通道)的本征反相不会有问题，因为在环形或菊花链结构中，通过软件控制，主设备31可根据连接的节点，实际上将所有输出数据交替反相。同样，对于奇数和偶数节点，在检测时反射信号交替，也可以用软件控制，使反射信号反相；然而与传输的波形检测比较，这不一定是必需的。
上述系统总结如下-“1”波和“0”波只能从到达的主设备数据中在节点处被直接解读；-节点反射器终端由该节点要送出的第二信号传输数据控制，即不需参照主设备的先前到达的数据或目前到达的数据；-主设备参照它所送出的信号区分出送入的信号是什么意义；-节点可根据第一信号传输的位值，依次反射相位值大和相位值小的全部的波；-在每一个新的主设备送出的位信号到达之前，节点反射器终端改变其状态；-节点首先接收从主设备发出的数据的一个位信号，同时将第二传输的位信号(独立的)反射回去；-终端“短路”状态实际上不是电阻为0欧姆，否则节点不能检测在这种状态下，主设备送出的是什么信号，因此实际上，为了更好地反射信号，终端的电阻值比其特征值小5倍；这样可以检测和分辨主设备发出的小信号；-如果不参照主设备送出的信号，则不能使用返回在主设备端的接收器上检测的“1”和“0”，但从通常存储并按顺序取出的位值中，可以很容易区分这些“1”和“0”的意义。
从MOSFET的数学观点来看如果节点将“1”送至主设备，则在形成返回反射(开路反射，例如在N型MOS晶体管关断时那样)时，通过将输入主设备的二进制信号波乘以+1，然后发出这个信号。如果节点将“0”送至主设备，则将送入主设备的波乘以-1(短路反射，例如当N型MOS晶体管导通时的反射那样)。主设备通过找出乘数是什么(即+1或-1)，就可区分出节点送入的二进制数值。这点可通过将主设备送出的原来的二进制值，在逐位的基础上，乘以返回的信号的视在二进制值而实现。主设备有效地解决[送出的主设备位]×[未知数]=[接收的原始位]的问题，利用异或门或作用在主设备送出的存储值上的软件指令可以简单地分辨出来。
变压器并不是将二个射频(RF)口与一个高阻抗RF通道或一个低阻抗RF通道链接的唯一可行的方法。为达到这个目的，可以使用一个功率(型)MOSFET或NPN型双极晶体管开关(或其他形式的半导体或电磁开关，例如继电器)。
对于不需要直流或低频交流电源的系统(例如，已有电源的系统)，利用P-沟道或N-沟道的MOSFET作为开关，使一个RF口与另一个RF口连接或隔开，并根据需要形成“开路”反射或“贯通”连接，(如图10中的P-沟道MOSFET101，102)，则可以得到一个整体上为单片式的集成电路系统。利用标准的电荷注入抵消装置，可以在开关过程中，限制产生乱真信号。
图11表示利用双极晶体管111，112和113，与用串联电阻一起替换模拟开关元件，进行短路反射，以便能检测输入信号波形，同时短路反射入射波形。当RF开关114关断时，射极跟随器晶体管111关断，基极被加上反向偏压，吸收发射极电流的晶体管112，由于基极变成0伏而关断。发射极电路和晶体管112的集电极，形成与接地的小的杂散电容并联的非常大的电阻。至少为10千欧姆的电阻115形成例如包括+2伏的偏置电平和有关的完全单片式装置上的+2．6伏电压在内的反向基极偏压。当RF开关关断时，通过电容116耦合的交流信号衰减或反射很小，因为电阻115的阻值大和晶体管111的发射极被加上反向偏压。在关断状态时，在TR1发射极变为正向偏压之前，该开关可控制峰-峰值为5伏的信号。
为了导通RF开关，开关控制线接到+2．6伏，这样可以迅速导通晶体管111，而稍后，导通吸收电流的二个晶体管112，113。当定时正确时，可以保证晶体管111的发射极电压变化很小，没有乱真的输出送至源极阻抗，因为发射极的最终电压也为2伏(2．6伏-0．6伏=2伏)。在导通状态时，双极晶体管的发射极电流使有效输出电阻为25／Ic(mA)，或者在Ic=5mA时达到5欧姆。这个电阻值与电源极阻抗相比足够低，因此在作为源极阻抗的传输线路上产生强烈的短路波反射。开关的导通和关断，只在双极的位值信号分量以外进行，因此可限制乱真信号输入。在晶体管112的集电极上加入电阻117，这样就可以得到作为调制发射极电流出现的主设备信号的模拟，使节点可以接收从主设备发出的数据，甚至当波按短路反射，而且RF电压与发射极电压为零时。
目前的硅加工技术有效地将图11所示的NPN型双极晶体管的工作限制在高达大约500MHz。当利用制造开关的砷化镓单片式微波集成电路技术时可以在高达1GHz(千兆赫)的高频下工作见图12中的121和122，作为任选驱动的PIN二极管，例如，利用在同一基片上的集成的砷化镓激光装置113，作为单一的单片式装置。一般的开关导通／关断时间可低至0．1ns(毫微秒)。
当数据传送速率非常高(例如，微波)时，可以利用装在微波循环器装置的空心金属波导管中的PIN二极管，来方便地进行路由选择。
另外，进一步考虑到节点装置和电路，可以使用先前所述的电路设计，来进行在变压器中点上的短路反射。然而，因为这种开关的导通／关断时间不是很关键的因素，因此可以利用简单的饱和式NPN型晶体管开关，这样直流电流可以像电源所要求的那样方便地通过。
节点的三电平检测可以简化，因为在通讯过程中，所有送至节点上的数据脉冲都反射回(沿一个或另一个方向)主设备，在主设备上再测试拾取的噪声。如果“往返”脉冲质量满意，则认为所包含的单向脉冲的质量是可以接受的就是合理的。在这个基础上，最简单的节点不需要进行另外的误差检测和逻辑校正。
可以利用饱和式结型场效应晶体管(JFET)或MOSFET或双极晶体管，来从传输线路中提取工作电流，并仍使传输线具有高的交流阻抗，信号仍可以综合上述中间抽头的变压器的RF反射切换。另外，对于高电平，可以使用RF电感提取相当大的直流电流来为就地的电子元件或致动器供电，仍可以得高的交流阻抗。低频交流电源也可以使用(50Hz，60Hz)，因为这远远在正常信号传输频率以下，因而可被信号传输回路的小耦合电容隔开。
节点工作包括开始的主机输出静止(间隔／间隙状态Z)，并假设输出静止时间比复位时间周期长，这样可以对所有节点复位。然后，如图7所示，将所有节点设定(使开关72导通)以便按终端短路反射第一个输入波，形成从主设备发出的第一个位信号的反相位反射信号。该反相位反射信号被虚拟的混合网络48有效隔开并由主机设备评估。如果满意的话，则主设备在节点处在完全可双工性能条件下，继续送出和接收数据。
在图7中，在标号“1”和“2”的点采样的节点相应于终端短路和终端开路，也即是反相反射和同相反射，因此反射信号小和反射信号大。当如图2B所示，送出二进制值“0”时，反相短路反射开关72导通，所有的信号从一个节点传输至主设备。当设定为同相开路反射，具体地是关断开关72，73时，则送出二进制值“1”。如果在节点上出现从主设备发出的入射波脉冲，则起电感线圈作用(如，绕组带点极性)的宽带变压器的串联电感具有高阻抗。但如果能量与其他节点耦合，则阻抗很小，因为电感线圈电流不能瞬时改变，并且从主设备发出的波形只有非常高的频率分量。
对于为了提取位(和设定时钟)，通过三个电平检测器由节点接收的数据每一位，节点数据的一位返回至主设备，因此系统可在完全可在全双向模式下工作。只有在主设备发出的脉冲在静止间隔／间隙时间过程中，才可以改变反射控制开关72，73，因此可在零电压和最小乱真信号注入时切换。任何有意义的信号都不会通过被激活的节点，因此，如果任何信号反射都能有效地被隔开，则从主设备开始的传输线路更下游的节点数目就几乎接不到信号。
当每一个主设备输送的位信号都被接收，并移至节点的接收寄存器中时，则可以送回节点数据的下一位，通常不送入节点的移位寄存器按时钟控制。
原则上，主设备总是回收与其发出的完全相同的返回位信号，通过反射自动进行，并作接收的二进制信号，与自动地，通过反射和如上所述，在主设备上的恢复信号供如上的质量检查用，而反射信号利用终端和终端反射的性质代表节点数据。与所传输的二进制值比较时，检查每一个接收的位信号的经解读的二进制值，能使主设备确定来自节点的位信号的二进制值。极性相同表示节点进行同相开路反射，于是送出逻辑值“1”，而极性相反表示进行反相短路反射，则节点送出逻辑“0”。
因为用于传输、接收数据的位信号格式基本相同，所以在主设备上对所接收的信号进行质量检查会证实没有噪声，包括在往返信号上没有噪声，这表示数据双向传输的整体性好。
有一种与使用节点反射有关的有用的选择机构，将所有数据的位信号送至主设备，而不使传输线路更下游处的节点得到任何信号。在任何一个节点完成任意长度的双向数据传输之后，可在主设备的输出中，加入特定的间隙间隔。一个一般为500ns(毫微秒)的短间隙可用作选通脉冲，去结束与当前地址的节点的通讯。一检测到这个选通脉冲的状态，仅断开开关73和接通RF开关72，则可以使节点停止反射信号，使该宽带变压器起一个真正的1∶1反相变压器的作用，并可靠地将输入和输出RF口双向连接。这是因为线圈的公共点通过开关72将交流接地连接并将输入线圈终端1与交流接地2之间的输入RF能量经变压器作用耦合至线圈端子4的输出。变压器本质上是双向的，并可将其端口与传输线路各部分连接在一起来传递RF能量。当开关72导通时，主设备所产生的脉冲波，从一个节点传至链上的下一个节点。同样，从节点反射的能量，通过这个关断的节点后，将返回至主设备。
开关72可以是一个低电阻的饱和式开关元件(例如NPN型晶体管)，也可作为节点的直流电流的通路。开关切换速度不重要，因为每一个选址循环周期中，开关只需接通或断开一次。在不饱和的恒电流条件下，该开关也可作为直流电流通路，但当晶体管的集电极电容低时，它对RF能量形成高阻抗。
利用节点检测选通脉冲状态，可使主设备发出的信号，在希望与它进行通讯的节点特别是送出单一个将被反相反射的位信号之前，迅速地通过其前面所有的节点，在每一个单位信号之后，都跟随着一个选通脉冲间隙时间，可以使当前的反射信号的节点不起作用，直至达到所希望的节点为止。一旦通过选通脉冲检测使一个节点去激之后，则该节点在重新被可靠地激活之前(例如，下面所述的复位)，不会成为一个受激的反射器。
当通讯是独立的双向式通讯时，通过在主设备传输信号过程中有一段时间不反射数据，节点可以促使将类似的信号送回主设备。这表示所有需要的数据都被节点取出／给出，或者受激节点不再需要有关数据，因此主设备可以将信号送至链上的下一个节点。
主设备可以使用比选通脉冲间隔长度长得多的间隔，表示活性节点的通讯逻辑需要重新设定，以便再次激活供主设备选择的节点，即以便反相反射下一个主设备输入的位信号。如果主设备使所选择的数据路由执行数据信号传输，则甚至不能选择用短选通脉冲间隙使节点去激，即在出现预先设定的间隙之前，持续制止进行选择。
一个节点在适当选址后，在正常的双工数据传输过程中也能产生与此类似的信号，以在长距离数据传输的中途向主机表示有关关键状态的信息。例如，缓冲器满了，数据有错误等。
在通常的利用节点按登记先后次序进行通讯的基础上，双向数据传输，直至最后一个相关节点的过程中，主设备可以利用复位间隙去重新激活所有的节点，通常为了新的选择顺序。
为了在系统的任何地方，选择唯一一个节点和与该节点通讯，不需要另外的选择／地址机制，例如，象序列号或地址一类的标识码，或软件协议。
这种顺序选择方案还可扩展至(例如)为数字电视传播和／或电视会议提供有用的网络特征。在这种情况下，希望同时将同样的数据传送至多个节点。如果锁定第一次送至一个节点的位信号的状态，并进行反相反射，和如果这个状态相应于二进制值“1”，则在选通脉冲周期之后，则所有按同样的二进制信号值“1”寻址的节点仍可以接收数据。不打算接收广播数据的节点被按二进制信号值“0”寻址。
主设备可以这样选择节点，直到通常最后的无源终端，然后开始将广播数据传送至所有选择的节点。如果没有一个节点被寻址，这时广播应该试图将其数据返回至主机，那么操作会变成半双工通讯模式，因此只可以连续地使用一个终端。每一个节点只需要一个标志，来标明是奇数节点或偶数节点，并进行一个位的比较即可。
令人感兴趣的是，三电平系统本身的多种速度工作的能力可提供一种选择形式，因为使交流响应慢的节点可以自动地将传输的数据明显衰减至接收阈值以下。实际中，电缆造成的衰减还可防止低速节点在传输线路末端经历高速数据。
考核附图所示的电路图证明，在整个网络中，直流电流通路都是良好的。这种直流电流通路从主设备端开始，通过变压器的线圈，并经同轴电缆的编织层或双绞线或微带等其他导电体返回。这就可以利用传输线路本身来供给直流或低频的交流电。
本发明的系统的实现，对于比菊花链或环形更复杂的互相连接(例如图13所示的所谓互联网)也是可行的。图13表示了互联网的一部分，它包括不只一个主设备(M)，在几个分支上的许多节点(X)，和在分支之间的连接处上的路由器装置。
图14表示一个经过改进，可以从传输线路的任何一端进行数据选取和通讯的节点。这种节点也是真正环形网络所希望的。图14表示三个RF反射器开关141，142，143和四个耦合点(A～D)，还有随之而来的根据信号源和附加的逻辑线路146的二个波数据输入和三通道输出的切换装置145。当从传输线路一端与主设备通讯时，传输线路另一端被有效地“锁住”，因为节点其构成适合于将信号不变地反射(开路或短路)至相关的主设备。在这二种情况下，宽带变压器147的串联电感，形成主设备的交流“开路”状态，不论节点受控将信号通过开路或短路反射至主设备，都试图从传输线路的另一端口访问一个“接入”节点。
如果一个节点通常响应主设备发出的第一个位信号时短路反相反射该信号，则通过“开路”同相性质的位信号的反射，主设备可以很容易检测该节点的“接入”状态。
同时试图访问一个节点是不大可能的，因为节点切换的时间非常短。如果发生这种情况，则失败的主设备接收到质量错误，很快地揭示出在最后一个受激节点或访问节点之外接入的一条线上的节点。主设备可以通过重复向该节点送出位信号，直至反射信号从表示“接入”的状态发生变化为止，这样，主设备可以再去访问该节点，直至该节点可用。在另一个主设备通过进入静止复位时间并再次激活该节点以进行选择，发出一个节点复位信号之后，就可能会发生上述情况。
这里的真正环形或互联网系统的一个重要特点是在传输线路电缆同样长度上的相邻二个节点可与不同的主设备(如图中的左边和右边的设备)通讯，而不会有干扰，因为从每一个主设备发出的基本上所有能量，都被反射用去，而产生反射隔离。可以想到，一个大的互联网可有许多主设备和节点。反射隔离可允许同时启用在网络的多个分支上，这样，在电缆一个长度上的二个单独的通讯通路中不需加入特殊的装置。当系统增大时，总的数据传输速率可以增加。
对于结合“环形”和“星形”布局以及互联网布局方式，路由器已经进行了开发并有许多有价值的特点，尤其是允许连接的节点数扩大，而不会使数据脉冲暴露在许多乱真的反射互联点上(对于在一个长的线路或回路上的所有节点)，并且由于各种原因对成串的节点提供“旁路”，如果使用或得益于专用电缆的话。
图15所示的路由器主要是由已经说明过的元件和部件构成，因此这里只说明其不同的地方。“逻辑块151”的功能可易于由硬件逻辑或软件，或二者结合实现。路由器的工作与用作发送相同信号的节点相似，但不需要送出或接收大量的数据。路由器的主要目的是使主设备在一个大系统中，迅速寻址特定的节点，并使大多数节点与从主设备发出的信号隔开，从而可减小衰减和乱真反射效应。图中表示了三个端口，很像T形连接，可将一根传输线分开或使三根线连接起来(取决于不同的认识)。
从一个口至另一个口的路由，即有效地将二个口连接起来，供RF信号通过，同时使另一口总是看起来如同开路一样，是最简单的。它可以用一个三通开关来实现，比较容易。然而，也可用多通道路由器。
这种路由器，可以通过将到达断开的端口上的信号同相开路反射至任何主设备，来呈现“接入”状态／状况。可以从三个端口中的任何一个端口进行控制。当通电时，RF开关对于所有线路具有正确特征阻抗的合适无源终端电阻中的开关，只是路由器不需要的对开路、AC接地短路以及反相的替换，因为路由器不反射能量。主设备将选择／寻址信号送至一个可用的路由器，并将其与节点响应区分开，即它吸收而不是反射信号。路由器由它从上述三个口中的任何一个口接收的第一个有效的、主设备发出的位信号进行切换，例如，顺时针方向左端口的二进制数“1”，和右端口或反时针的二进制数“0”。
一旦切换后，路由器就不改变，直至在促使切换的端口上检测到复位状态为止。在路由器的不选择线上的任何一个受激节点以下的所有节点都没有信号，这会认为是“复位”状态，准备以后再对这些节点进行选择。在从设定路由器的通道的端口上，检测出复位状态／时间之后，所有的输入回到特性终端电阻(吸收，而不是反射)，则路由器可由到达上述三个端口中的一个端口的第一个主设备信号控制。
路由器还有其他的硬件或软件逻辑特点，包括在一个特定的口上，使其终端具有特性阻抗，以便当利用上述广播特征时，装上一个方便的终端和／或检测主设备何时送出一个路由方向的信号，接着进行脉冲选通(通常，路由器不作这个工作)。一个独特的位信号可使路由器保持或恢复输入口的特性终端阻抗，即忽略上述的通路选择。另外二个端口仍一起利用这些端口中的一个上的主设备信号切换，只有当试图路由选择至带有不变的特征终端阻抗的端口上时，“接入”信号才返回。检测到的复位状态具有特征终端端口，可以清除所有的接入逻辑电路，并使该口回至正常工作状态。
直流或低频交流电可以在路由器上向网络供电，以保持节点和其他设备的电源电阻较低。
这种路由器便于使大量的节点阵列互相连接，并可使在“迂回前进”在网络周围的节点之间的通路有一定的冗余。如果发现一个通道不工作或被接入，则可以不需任何复杂和昂贵的电子设备或软件，试验选择另一个通道。
图15A和15B表示有益的路由器的反射／切换。在图15A中，电压电平以地为中心，并且低的漂移可与N沟道MOS晶体管开关兼容，和通过新式的CMOS集成电路进行路由选择，不会造成锁定，因为大容量的CMOS不能承受大的负输入。可以使用实际的接地，而不是交流接地，来端接反射晶体管，这样可避免用大的电容，有利集成电路充分的集成。这种反射开关可以调制其栅极，以控制“导通”状态时的电阻。一个晶体管可实现开路特性阻抗及短路状态所需的电阻范围，并可输入一个供反射的模拟信号。另一种选择方案是使用激活时可并联工作的一个尺寸加权的反射晶体管。在图15B中，一个N沟道路由器开关可为基于接地(0伏)的一个有限幅值信号选择路由。为了使信号损失小，可允许栅极至沟道“导通”的寄生电容随信号变化。一个小的P沟道导通开关只代表负载，负载可以大于5千欧姆(kohm)这还不算是很大。利用硅在绝缘体上方法，可以减小其他寄生电容。这种方法是通过在电场氧化物(FOX)区域上，形成一种高电阻的多(晶)1通道／多(晶)2栅极多晶硅晶体管的通常的大容量CMOS的方法。热退火或熔融再结晶可以改善这种晶体管的性能，为达到上述目的，也可采用这种方法。
主设备的控制器可以充分地调查它所连接的任何网络的布局并建立这种布局。这样，在发出了节点的复位状态之后，主设备利用上述位信号选通脉冲的方法(例如，给出一个连续的二进制“1”的位信号流，接着带一个选通脉冲时间)，在最高层的线路上对所有节点定时询问(poll)。如果适当地进行了定时询问，则从每一个节点反射的信号应该是“反相”的。“同相”反射的接入节点可以重试，直至节点变成空闲(free)为止。
路由器开关可由位信号的二进制数“1”操纵，除非在使用中(例如，被另一个主设备切换)，这时它也要返回一个开路的反相接入信号，要求重试。一个空闲的路由器会被标识为其本身而不是一个节点，因为它吸收信号而没有反射，在切换至由所吸收的二进制信号决定的方向之前，可在该位信号上形成第三个“间隙”状态。主设备在返回的数据流可以检测出这个没有反射的间隙脉冲，并认出路由器，和知道路由器向那个方向切换。
最后，主设备通过网络到借助吸收的不带没有反射的间隙状态的信号认出的特性阻抗的无源终端，而达到“全‘1’”路径的末端。主设备现在知道了，整个网络的这种特殊的“全‘1’”路径的每个部分都有很多节点，也知道了该路径末端之前的路由器的位置。通过主设备首先再次运行同一个序列，直到最后一个路由器发出一个“0”位信号以调查从前一个路由器的支路分出来的最后分支，按照这种方式，网络调查反复地继续进行。主设备反复迭代地进行调查，直至完全调查清楚网络的每一个分支和链，建立起一个节点、路由器和终端的内部网络图为止。
对于具有多个主设备的复杂的互联网配置，网络调查会使一个主设备发现另一个主设备，至少假设另一个主设备是静止的。多个主设备可以有软件协议，使他们可以互相识别，最好也能分享信息。这可以成为并行处理系统的基础。
预计并行处理可以用于在使用大型多位总线系统(例如，该系统可以使用32个或更多的并行通道，建立在微带介质基础上)的超级计算机体系，节点实际上对外设或存储器来说是具有所谓的“宽”并行输入性质。信号路由器也可扩展至“n”位。
通常的数据总线布局(例如PCI总线，VME总线，NU总线)只允许一个总线“拥有者”在一个时间控制该总线。总的总线带宽是固定的，当更多的外设宽节点加入时，也不会增大。这里所提出的反射隔离系统可以用在总线的相邻部分之间，并且“接入”信号传输可使总线的每一个部分分开，并以全数据传输速率，点时点地工作。可使大量数据互相交换的卡放在总线附近。如果将卡插入周期性排列的“空”槽中，则单一“主”程序，就可以单独地与卡通讯。
由于传输线路和反射作用，标准的计算机总线布局的长度不可能扩展至超过几英尺。但通过使这里所提供的系统更减小上述问题。本发明半双工通讯系统对于从远距离信号源高速地获得大量数据，同时又可以很好地排除电缆的乱真反射是特别有用的。
该系统可用于多位(例如16位，32位等)总线系统的综合，该系统可以利用计算机内部的微带线路和外部的双绞带状线。将32位，16位，8位和1位的通路综合在一起是可行的。从32位宽系统开始，每一个位最终都可以是一个新的、独立的一位路由源；但是，也可以首先减至二条16位总线再减少至4条8位总线。一条计算机内部数据总线可以“超出”PC的底板之外，成为一个不会与缓冲器等干涉的办公室网络。在数据传输速率达到300Mbps时，在一个合理的距离内，32位系统的数据通过量可达1．2G字节／秒，而且射频干扰较低(RFI／EMI)。
预计本发明全部或部分电路的集成电路实施例包括使用GaAs技术(超高速)，发射极耦合逻辑电路(ECL)过程技术(非常高速)，双CMOS(BiCMOS)(高速)，CMOS(中速)。
由于固有使用和检测在传输线路(例如电缆)上的信号反射，因此本发明的实施例包括时域的反射测量技术(见图16)。主设备的接收器电路可以补充一个由3(倍频)时钟发生器驱动运行的高分辨率定时器，加上由DAC(数／模反相器)控制的接收阈值设定调整，从而构成时域反射测量系统的基础，其中，来自主设备、然后又返回的往返信号的精确时间和振幅受到监视。
利用可编程的接收阈值，该主设备可降低阈值，并检测从电缆发出的低电平反射波，和连接器损坏等。这还可便于确定线路故障的精确位置，因为由短路或开路引起的与标称阻抗的偏差(阻抗较大或较小)都会导致反射。另外，当同轴电缆压扁或拉伸不好时，其特征阻抗会产生可测量的变化，造成信号反射。
主设备一般包括一台编程的计算机，它可以容易地检测和存储下次整个网络测试时出现的新节点。利用包括时域反射测量技术，新检测出的节点位置(以电气长度为单位)可以由位信号的穿行时间确定。可在任意点上加入路由器，以将系统扩展。可以使用带有内部终端的多向路由器，以允许使用供插入设备的8端口“扩展槽”式电缆。
当以高速从远距离节点获取数据时，完全双工通讯方式可能不实用。问题出在，从主设备输出信号中，由中间的节点、电缆和连接器失配造成的乱真反射，会产生一个返回信号，在该信号中，来自节点的反射信号传输能量被乱真反射淹没。一种补救办法是，当特别是杂散电容反射等反射随工作频率减少时，降低数据传送速率。另一个解决办法是使节点能产生其自身波形的三电平输出，并包括一个变频的本地时钟发生器以与电缆相适应。在每个节点上，设备产生的这种时钟脉冲在读取来自节点的数据过程中不出现，尽管这种情况从价格、复杂性、功率消耗和不可避免的可能经常需要局部软件的协议上来说是不希望的。
现在提出使节点保持尽可能简单，来帮助解决这个问题。解决问题的基础是，不论实际上传输线路如何连接，对包括反射在内的每一个位信号，乱真信号传输的效果固有地是固定重复性质的。这些乱真信号的内容实际上是在对其进行辨识比较时，其程度与精确匹配有差别。比较理想的是，将这些乱真信号作为从用于上述已知的测试位信号传输和反射的相关差动放大器的输出存贮起来，并且作为每一个接收信号的一个校正信号同步地读出。然而，虽然可用一种电荷耦合二极管式的模拟存储器，但考虑到本发明全部原理就是要减少系统的复杂性，使它尽量简单，因此，以上所述的作法显得太复杂了。相反，上述事实的一个优点是，如果保持位信号形式完整并带有乱真效果，并将这些信号形式与输入的反射信号比较，那么也同样有效。使用一定长度的同轴电缆作为实际反射信号的一种存储装置(见图17)，是上述方案的成功的实际近似。
该同轴电缆的长度应是这样即在系统位信号传输速率下，能使精确倍数的位信号，从电缆的输入端至完全反射终端来回地传输二次。对于使用每位信号3×1．16毫微秒(ns)的标称200Mbps的数据传输速率，与12．5Mbps相关的同轴电缆长度应可保持16位信号的波长。对于好的，传输速率可达光速0．8倍的同轴电缆，所需要的同轴电缆长度为10米。
对于频率为12．5MHz或其倍数的任意的规则波形，输入节点的电压为0伏。例如，考虑到正常方波脉冲的正向前沿，将在80毫微秒(ns)的时间内，下降然后上升，作为极性相反的负向前沿，因此，周期为80ns的重复的波形，将在完全相同的时间，在同轴电缆的输入／输出节点上具有前沿。这样，当这些串联接入同轴电缆的电阻与反射波的波阻抗完全匹配时，输入波和反射波的电压将抵消(假设相关晶体管的输出阻抗为零)。这种电压抵消在方波的整个正向移动，和负向移动中都存在；并且适用于任何在同轴电缆存储器中的信号往返时间，可不带余数地整除的周期时间内重复的波形，如图17中的161。图17中的同轴电缆存储器161波形与反射信号电压反相，但幅值相同，并向着输入／输出节点返回。接收放大器的不良的共模抑制比(CMRR)也会被抑制。
工作频率可以是电压可控制性质的频率，并由同轴电缆的实际响应设定。接收信号的有效值(均方根值)电压(整流功率监测器)可以是为主设备控制器已知的变量。
当需要从节点取出数据时，主设备在半双工通讯模式下工作，发出脉冲对远距离节点进行时钟控制，这些脉冲为不变的二进制波值，可以是为“1”的不变数据流，也可以是为“0”的不变数据流。这些脉冲在同轴电缆存储器161中的往返时间内是重复的，并可利用这些输出脉冲的反射脉冲来使存储器161准备工作。结果，不论单个的乱真反射源的相位关系如何，和这些乱真反射源如何组合，在经过16个脉冲和全部经过有关的网络路径后，可以抵消这些乱真反射波。
主设备可在调谐期间，周期性地将规则波形直接输入同轴电缆存储器，并利用驱动变容二极管振荡器的数／模反相器(DAC)，调节频率，直至在同轴电缆存储器入口测量的反射功率为最小为止，即系统自已调谐，与同轴电缆存储器相适应。
当同轴电缆存储器开始工作时，节点开始输出数据，而短路或开路反射至主设备接收器上的数据，同样将送入同轴存储器的驱动放大器中。同轴电缆存储器可以产生抵消或添加作用，因为从同轴电缆存储器入口返回出来的数据流只抵消重复的、不需要的信号。因此，可以非常清楚地再现带有重复噪声的所希望的信号。
可以照例利用三电平的检测电路和脉冲质量逻辑线路来检查第一批脉冲。与不经过同轴电缆存储器处理的后来的脉冲比较，较早(第一批)脉冲进入同轴电缆存储器中，并在反相反射后，重新出现。在第17个位信号加到第一个位信号的反相反射信号上之前，在同轴电缆存储器存储的16个位信号数据周期的往返时间内，在输入／输出节点处没有影响。当第17个位信号输入时，第一个位信号出现在同轴电缆存储器外面。图17的波形图表示包括抵消在内的结果。所有三个可能的最终状态都可用电平检测逻辑线路检测。另外，当正常地(没有另外脉冲加入)接收第一个脉冲时，数字逻辑线路可以确定第17个位信号状态实际上一定已经产生了最后结果。通过经常保持先前16个状态的数字化记录，可对每一个到达的二进制信号建立真实状态的数据，一般包括为主设备产生位值的正确数据流的软件。
以半双工通讯方式取出数据，与广播传输交替的工作方式可供电视会议使用。这时，可收集一帧视频数据，然后在网络上传送至许多不同位置。
带有电容性短粗分支(见图18)的微带传输线路可以替代在这种存储器中应用的同轴电缆。该电容性短粗分支可以降低有效的数据传输速度，这在印刷电路板(PCB)底板上特别有用。
如上所述，利用时域反射测量方法，可以知道至所有节点的距离(以电气长度表示)。在确定了在所有频率下所有节点的乱真响应，及与电气长度信息(相位)一起之后，可以用数字化方法预测，主设备产生的任何一组输出数据的乱真反射模式信号。利用非常高速的模／数反相器来接收反射信号，可将这种预测的反射模式信号从实际的返回信号中减去(用软件实现)，只留下从通讯节点上反射回来的响应。另一种方法是利用带有模拟加法放大器的高速数／模反相器(DAC)的输出，从所接收的信号中减去上述预测的反射模式信号，而留下所希望的信号。
权利要求
1．一种在发射装置和接收装置之间传输信号的方法，其中，从发射装置发出的信号，受到接收装置的预定反射，合成信号又作为有意义的信号传输返回至发射装置。
2．如权利要求1所述的方法，其中，不同的预定反射对在所述发射装置上具有不同意义的所述合成信号有影响。
3．如权利要求2所述的方法，其中，所述不同的预定反射，能够进行双向的信号传输，产生了不同的所述合成信号，并在所述发射装置上具有相关的不同意义。
4．一种双向的信号传输方法，它包括在一个方向上通过发出确实能够产生预定反射的信号而形成的第一信号传输，从而根据预定反射的性质，产生与发出信号相关的返回信号；通过改变预定反射的性质，在另一方向上进行的第二信号传输。
5．如权利要求4所述的方法，其中，第一信号传输源评估与送出的信号相适应的接收到的信号，来确定预定反射的性质，从而确定有关的信号传输内容。
6．如权利要求5所述的方法，其中，第二信号传输源只需检测第一信号传输时送出的信号，并根据第二信号传输改变预定反射的性质。
7．一种双工信号传输方法，其中，在二个方向的信号传输可以利用同一个信号的能量进行传输和再传输。
8．如权利要求7所述的方法，其中，发射信号的格式与由预定反射确定的再传输的信号格式相同，以便再传输的合成的信号。
9．如权利要求8所述的方法，其中，所述预定反射的有选择地变化的特性代表了再传输的信号传输。
10．如权利要求1～6，8或9中任何一项所述的方法，其中，被发射装置接收回来的所述的合成信号，可用于根据与发射信号的关系所进行的检查。
11．如权利要求1～6或8～10中任何一项所述的方法，其中，该预定反射包括与发射信号同相的反射。
12．如权利要求1～6或8～11中任何一项所述的方法，其中，该预定反射包括与发射信号不同相的反射。
13．如权利要求1～6或8～12中任何一项所述的方法，其中，该预定反射包括与发射信号反相的反射。
14．如权利要求1～6或8～13中任何一项所述的方法，其中，反射信号的终端可以改变，以改变上述预定反射信号和所述的合成信号。
15．如权利要求14所述的方法，其中，反射信号终端的改变与发射信号形式的变化无关。
16．如上述任何一项权利要求所述的二进制信号传输的方法，其中，二个不同的反射终端，可以根据要返回的数据的二个不同的二进制值，有选择地用在发射信号上。
17．如权利要求16所述的方法，其中，二个不同的反射终端的反射结果，可为纯粹的高电压或低电压。
18．如权利要求17所述的方法，其中，该二个不同的终端为开路状态和短路状态。
19．如权利要求16，17或18所述的方法，其中，在反射前，发射信号的二个二进制值的二进制信号形式每一个都包括连续的、方向相反的电压偏移，这二个二进制信号形成的相位彼此不相同。
20．如权利要求19所述的方法，其中，每一个二进制信号形式的每一个偏移，与另一个二进制信号形式的相应偏移相反。
21．如权利要求19或20所述的方法，其中，所有的偏移的程度基本相同。
22．如权利要求19，20或21所述的方法，其中，二进制信号形式是双极性的。
23．如权利要求22所述的方法，其中，该双极性信号形式，对于标称零伏电压对称。
24．如权利要求18-22中任何一项所述的方法，其中，每一个二进制信号形式都包括一个与其偏移不同的有关分量。
25．如权利要求18～23中任何一项所述的方法，其中，包括多个所述二进制信号形式的信号传输格式包括附加在其偏移上的有关的分量。
26．如权利要求25所述的方法，其中，该有关分量的电压介于偏移之间。
27．如基于权利要求23和权利要求26所述的方法，其中，该有关的分量基本上为恒定不变的零伏电压。
28．一种信号传输的方法，其中，二个二进制值的信号格式中的每一个格式都有两个连续、反向的电压偏移以及与偏移不同的有关分量。
29．一种二进制信号传输的方法，其中，该二个二进制值的信号格式中的每一个格式，都有两个连续的、反向的电压偏移，以及与偏移不同的、与一组连续的二进制值的信号格式有关的分量。
30．如权利要求28或29所述的方法，其中，所述偏移如权利要求20～23中任何一项所述。
31．如权利要求30所述的方法，其中，所述有关分量如权利要求26或27所述。
32．如权利要求16～31中任何一项所述的方法，其中，发射和反射后的信号具有相同的信号格式和波形。
33．直接或间接地如权利要求10所述的方法，其中，所述检查是与时间有关的，以便送出上述的有关分量或间隔分量。
34．直接或间接地如权利要求10所述的方法，其中，检查是要有效地从作为再发射信号的返回信号中提取反射分量。
35．如权利要求33或34所述的方法，其中，检查包括检查双偏移定时，和／或第一或第二偏移前或后的间隔，和／或标称的中间点过零，和／或偏移的总程度，及其相似性。
36．如上述权利要求中任何一项所述的方法，其中，发射信号从至少一个主设备发出，并送至一般用作从设备的多个信号反射节点中的至少一个节点上。
37．如上述权利要求中任何一项所述的方法，其中，所述主设备与所述从设备的通讯包括所述主设备根据反射信号的状态，选择所述从设备。
38．如权利要求37所述的方法，其中，所述与串联的从动节点的通讯包括交替的反射状态和主设备的一系列位信号，每一个位信号选择或者不选择连续的从节点，这些从节点不通过即使没选择也恢复的第一位信号。
39．如权利要求37所述的方法，其中，所述选择包括至少一个类似地可以选择的路由选择节点，但该节点与其分支有关。
40．如权利要求37，38或39所述的方法，其中，从所述主设备发出的信号，可以从任何一个方向，达到和／或通过在路由器节点上的一个从设备。
41．如权利要求37～40中任何一项所述的方法，其中，一个有效的从设备或路由器节点通过反射显示其状态。
42．如权利要求37～41中任何一项所述的方法，其中，主设备利用时域反射测量技术，与从设备和／或路由器节点的位置以及距从设备和／或路由器节点的距离相关。
43．如权利要求37～42中任何一项所述的方法，其中，主设备利用时域反射测量技术，去检测错误的路由器和／或传输线路故障。
44．如权利要求37～43中任何一项所述的方法，其中，利用较大的端部路由信号分量达到休息或其他目的。
45．如基于权利要求25、28或权利要求37～43中任何一项所述的方法，其中，在所述有关信号分量和／或位信号之间的间隙过程中，主设备利用选通脉冲和复位脉冲来控制通讯和从设备或路由器装置。
46．如上述权利要求中任何一项所述的方法，其中，与所述反射一起，不反射信号状态也被利用。
47．用于实现根据上述权利要求中任何一项所述的方法的信号传输系统或装置。
48．如基于权利要求37的权利要求47所述的信号传输系统或装置，其中，从设备或路由器节点与传输线路连接，形成一条直流电或低频交流电可以沿着它通过、并传输信号的连续的导电通道。
49．如权利要求47或48所述的装置，它包括在完全双工通讯的模式下，从接收信号中提取反射分量的主设备电路，所述电路在传输线路终端的互电导，为传输线路阻抗的倒数，并在输出电流和输入电压之间有直接反馈，作为一个公共电阻的等效点。
50．如权利要求49所述的装置，其中，固定的比电容装置与反向电压放大装置合作，形成一个公共电容点，在该点没有输出波形参数的干扰。
全文摘要
一种在发射装置和接收装置之间传输信号的方法,其中从发射装置发出的信号受到反射装置的预定反射,合成信号作为一种有意义的信号发送回发射装置。不同的预定反射对在所述发射装置上具有不同意义的所述合成信号有影响。双向的信号传输包括通过在一个方向发送信号形成的第一信号传输,这些信号确实能形成预定反射以及根据预定反射的性质,形成与发送信号相关的合成的返回信号;另外还包括通过改变预定反射的性质在另一个方向的第二信号传输。
文档编号H04L25/02GK1292184SQ9980343
公开日2001年4月18日 申请日期1999年1月11日 优先权日1998年1月10日
发明者约翰·伍德 申请人:新型转换器有限公司