/2)的感测电阻器Rl耦合到Vlin。参考电阻器中的电流为Vbat/R0。在感测电阻器中镜射此电流，诱发Vbat/2的电压降。测量在感测电阻器的冷点处的电压(Vrxd)。
[0027]根据LIN规格，当Vlin大于Vbat/2时，LIN总线为隐性，而如果Vlin小于Vbat/2，那么LIN总线为显性。由于Vrxd = Vlin - Vbat/2,故当Vrxd为正时，LIN总线为隐性，而当Vrxd为负时，LIN总线为显性。
[0028]图2A中展示根据实施例的示范性接收器200的简化图。更特定来说，电路包含电流镜输入10a (相似于图1的电流镜输入)、低通滤波器204及数字输出缓冲器202。电流镜电路10a包含耦合在参考电阻器RO与Vbat之间的增益补偿二极管连接的MOS MO。由于跨越二极管连接的MOSFET MO、Ml中的每一者的电压为Vt，故跨越RO的电压为Vbat - 2Vt,且电流为(Vbat - 2Vt)/R0。跨越感测电阻器Rl的电压降则为Vbat/2 - Vt。感测电阻器Rl的冷点RX是通过镜输出而驱动，且连接到低通滤波器204的输入。数字输出缓冲器202是由等于2Vt的数字电压供应，如将在下文中更详细地所论述。因此，其输入阈值为Vt。因此，当Vlin大于Vbat/2时，Vrx大于Vt且Rxd = I (隐性)。当Vlin小于Vbat/2时，Vrx小于Vt且Rxd = O (显性)。
[0029]可通过将电流镜的固定镜像比率改变成RX电平相依比率(如图2B所展示)而实现x*Vbat磁滞。图2A的M2晶体管被分成分别提供(l_x)及2x的镜像比率的两个晶体管M20及M21，且添加与M21串联的开关M22。开关M22是通过由RX输出rxd控制的反相器206而驱动。
[0030]当RX输出为隐性(高)时，反相器206的输出低且M22开关断开，因此，Rl上的电压降为其标称值的(1-x)，且阈值改变为(l_x)*Vbat/2+x*Vt，即，大约(l_x) *Vbat/2，这是由于Vt比Vbat小。只要Lbus(LIN)降到低于(l_x)*Vbat/2，RX输出就变低，反相器206的输出升高且M22“开启”。因此，阈值改变为(l+x)*Vbat/2+x*Vt，即，大约(l+x)*Vbat/2，这是由于Vt比Vbat小。此产生x*Vbat磁滞。为了产生典型10% Vbat磁滞，因此将x设置为0.10 S卩，隐性到显性阈值为大约0.45*Vbat，而显性至隐性阈值为大约0.55*Vbat。
[0031]应注意，尽管已说明特定低通滤波技术(低通滤波器204)，但可采用许多低通滤波技术。举例来说，可采用如图2C中所展示的现用滤波。在所说明的实例接收器203中，低通滤波电容器C2的冷点(图2A)连接到缓冲器202的z输出。在其它实施例中，Cl冷点可代替地连接到缓冲器202的z输出。其它配置是可能的。
[0032]参考图3展示根据实施例的接收器电路的另一实例。特定来说，电路300更详细地说明数字输出缓冲器202。大体上相似于图2A的电路200，电路300包含晶体管M3，晶体管M3将电流Ibias供应到电源304，电源304产生2Vt偏置电压Dvdd。比较器302接收低通滤波器204的输出RX_LP，且具有阈值Vt。
[0033]图4中更详细地展示Vdd电源及比较器。如所展示，电源304包含晶体管PO及NI到N4，而比较器包含晶体管P5、P7、N6及N8。Vdd在晶体管N2处接收输入电流Ibias且在晶体管N3处接收电池电压Vbat。PO及NI晶体管产生对应于跨越图2A到2C及3的MO晶体管的Vt的2Vt偏置电压。N3在其源极处提供此电压的经缓冲副本。N2提供N3的栅极电压，而镜射NI电流的N4提供N3所需要的偏置电流Ibias。P5到N6及P7到N8晶体管作为两个反相器而串联地操作，其作为具有阈值Vt (l/2*2Vt)的比较器而操作。P5到N6反相器的输出节点可用作用于驱动磁滞监测开关M22(图2B)的反相输出Zn。
[0034]上述实施例提供用于检测总线电平(隐性或显性)的简单且有效的方式。然而，可另外有必要的是考虑节点RX处的电压摆动。在图2A到2C及图3中所描述的结构的情况下，节点RX及RX_LP(图3)处的电压将在从显性总线电平期间的接近0(gnd)直到总线上的隐性电平期间的接近Vbat/2的范围内。此可超过在许多应用中使用低电压(LV)装置的数字缓冲器202的安全输入操作范围。因此，一些实施例提供在节点RX处的箝位网络。图5中展示实施示范性箝位器的根据实施例的接收器电路。应注意，可提供其它箝位网络。
[0035]如图5所展示，使用使其漏极连接到接地、其栅极连接到Dvdd电源(=2Vt)且其源极连接到RX的M4PM0S装置。在M4的情况下，节点RX上的电压现在限于正侧的3Vt，且其限于负侧的-Uj (其中Uj为结电压)。在M4的情况下，节点RX的最大摆动范围因此限于(+3Vt，-Uj)范围。由于许多实施方案中Vt电压几乎等于Uj，故此范围可经重写为(+3Vt，-Vt)。因此，此范围几乎以等于Vt的接收器阈值为中心。如所展示，箝位诱发相比于接收器阈值的对称行为，且因此当HF干扰叠加到原始总线信号时防止接收器特性的强烈降级。然而，可保持轻微降级。因此，可需要预滤波。图5的接收器205中展示用于实现此预滤波的简单方式。电阻器Rl = Rref/2现在被分成Rref/6的三个串联元件(R10、R11及R12)，保持其总值等于Rref/2。另外，两个电容器C3及C4连接到所产生的中间点以实施此预滤波功能。
[0036]应注意，在以上描述中，不具有磁滞的电流镜比率被设置为Klsense = Iref)且Rsense/Rref比率被设置为1/2。即，Rsense^Isense等于0.5*Rref*Iref以使跨越感测电阻器的电压降等于跨越参考电阻的电压的一半。因此，可使用任何电流镜Isense/Iref比率。所需满足的唯一条件为使 Rref/Rsense = 2*Isense/Iref (或 Isense/Iref = 0.5*Rref/Rsense)，其中Isense/Iref为不具有磁滞的镜像比率。
[0037]针对预滤波网络可需要高压(HV)电容器。通常，HV电容器具有不良箔电容，且可需要明显大于Rsense (R10+R11+R12)面积的布局面积以满足预滤波网络的所需RC时间常数。因此，在一些实施方案中，基于哪些值将提供用于预滤波区段的最小总体布局面积而确定Rsense值及HV电容器值。接着，可使用以下方程式来确定电流镜增益(G):G = Isense/Iref = 0.5*Rref/Rsense (不具有磁滞)。
[0038]图6展示基于上文所描述的各种技术的简单的极低功率LIN接收器600的示意图。
[0039]应注意，在此接收器的输出处可得到的rxd信号的高电平等于2Vt，其可为太低的电平而不能由整个收发器电路系统(未展示)的其余部分处理。因此，在许多应用中，其将被应用于电平移位器，所述电平移位器将转换rxd信号的电平直到用于由收发器电路系统的其余部分处理的所需电平。用于对信号进行向上电平移位的技术为众所周知的，且因此不在这里予以描述。
[0040]在一些实施例中，可使用双镜像电流模式方法，而不是箝位器。图7中展示此类电路。基于补偿二极管ΜΡ0、参考电阻器RO及参考电流镜ΜΝ0、丽I的感测Vbat区段不变。然而，现在将感测电阻器Rl连接到LIN丽3、丽2镜的输入。丽I输出参考电流在MP1、MP2镜中被反映，且与LIN电流镜输出(MN2输出电流)加总，从而产生电流比较器。电流比较器具有反相输出。因此，提供反相器irwl以恢复Rxd接收信号的正确极性。在所说明的实施例中，假定全部电流镜比率为1，且由数字Dvdd电源电压供应MP1/MP2电流镜，但可使用任何其它电源电压。
[0041]在操作中，当LIN总线电压大于Vbat/2(隐性)时，感测电阻器Rl中的电流大于参考电阻器RO中的电流。因此，丽2电流大于MP2电流，且Rxn节点低。一旦反