信道估计方法及装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明实施例涉及无线通信技术，尤其涉及一种信道估计方法及装置。
【背景技术】
[0002] 由于无线通信中存在信道的多径延迟和多普勒效应，因此，在接收端恢复数据信 号时，对信道进行估计是非常必要的，其中，现有无线通信系统中通常采用基于导频的信道 估计方法。
[0003] 现有基于导频的信道估计技术采用基扩展度asisexapansionmodel,简称BEM) 模型来处理每个传输块中信道的快速变化，通过自回归（AR)模型对基系数进行建模，并采 用卡尔曼滤波对基系数变化进行估计与跟踪，即现有基于导频的信道估计技术通过利用时 间统计约束进行信道估计，信道估计性能较低。
【发明内容】
[0004] 本发明实施例提供一种信道估计方法及装置，W提高信道估计性能。
[0005] 第一方面，本发明实施例提供一种信道估计方法，包括：
[0006] 根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约束的最大似然信道估计 方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值；
[0007]根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信道估计 方法对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值；
[0008]根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益系数。
[0009] 结合第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，所述根据相邻的基于基 系数的导频符号采用基于测量统计约束的最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得 到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值，包括：
[0010] 根据所述相邻的基于基系数的导频符号采用最大似然信道估计公式对信道进行 初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值；
[0011] 其中，所述最大似然信道估计公式为：
[0013] 其中，为待估计信道的第m个导频符号的信道基系数初步估计值，隶示 状态转移矩阵，B为GCE-BEM基矩阵，Ymk表示第m-k个导频符号的频域接收的基于基系数 的导频符号，表示第m-k个导频符号的信道系数，m的取值为0、4、7或11。
[0014] 结合第一方面或第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的 实现方式中，所述根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡尔曼滤波信 道估计方法对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值， 包括：
[0015] 根据所述信道基系数初步估计值采用卡尔曼滤波信道估计公式对所述信道进行 精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计值；
[0016] 其中，所述卡尔曼滤波信道估计公式为：
[0018] 其中，：^为观测方程中状态矩阵；枯表示第111个导频符号位置的卡尔曼增益记。表 示第m个导频符号位置的测量矩阵；Ym表示第m个导频符号；表示第m个导频符号位 置的信道基系数估计值；表示第m-1个导频符号位置的信道基系数估计值； 表示由第m-1个导频符号估计第m个导频符号的信道基系数估计值。
[0019] 结合第一方面、第一方面的第一种或第二种任一种可能的实现方式，在第一方面 的第H种可能的实现方式中，根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道 增益系数，包括：
[0020] 根据所述信道基系数最终估计值通过时域维纳滤波插值运算得到所述导频符号 位置和数据符号位置的时域信道增益系数，或者根据所述信道基系数最终估计值通过自回 归AR基系数插值运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信道增益系数；
[0021] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数得到所述频域 信道增益系数。
[0022] 结合第一方面的第H种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式 中，所述根据所述信道基系数最终估计值通过时域维纳滤波插值运算得到所述导频符号位 置和数据符号位置的时域信道增益系数，包括：
[0023] 根据所述信道基系数最终估计值通过听,,,=8&/.",得到所述导频符号位置的时域 信道增益系数；其中，a表示第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，B为 GCE-BEM基矩阵，6,.。表示第m个导频符号的第1条径上的所述信道基系数最终估计值；其 中，m的取值为0、4、7或11 ;
[0024] 根据所述导频符号位置的时域信道增益系数通过时域维纳滤波插值公式得到所 述数据符号位置的时域信道增益系数；
[00巧]其中，所述时域维纳滤波插值公式为
[002引其中，(X说隶示第t个发射天线与第r个接收天线间所有(FDM符号的第1条径上 的时域信道增益系数，所述所有OFDM符号包括：数据符号W及导频符号；]表示时 LPJy 域上第i个数据符号位置与第j个导频符号位置间的相关系数；H1表示时域上第i LPPAi、j 个导频符号位置与第j个数据符号位置间的相关系数表示第t个发射天线与第r个 接收天线间第ii个导频符号的第1条径上的时域信道参数，ii的取值为：〇、4、7或11 ;agt表示第t个发射天线与第r个接收天线间第i2个导频符号的第1条径上的时域信道参数， i2的取值为：〇、4、7或11，且ii^i2 ;巧:为噪声方差估计值。
[0027] 结合第一方面的第H种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式 中，所述根据所述信道基系数最终估计值通过AR基系数插值运算得到所述导频符号位置 和数据符号位置的时域信道增益系数，包括：
[0028] 根据所述信道基系数最终估计值通过一阶AR模型得到所述数据符号位置的信道 基系数；
[002引其中，所述一阶AR模型为：铅，=文。W載己.+斯献> 表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，且m的取值为；0、4、7 或11 ;玲记,表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m-s个数据符号的第1条径上的所 述信道基系数最终估计值；S表示待估计数据符号位置与当前导频符号位置间间隔，且S的 取值范围为1、2或3 ; A,. (.V)表示第1条径上两(FDM符号间隔为S时的信道状态转移矩阵； 成;表示第t个发射天线与第r个接收天线间第m个导频符号的第1条径上的AR模型误 差；
[0030] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的信道基系数通过《/.,=B(V,得到所 述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数；其中，a1,,为第Z个OFDM符号 的第1条径上的时域信道增益系数，Z的取值范围为[0,切内的整数；％为第Z个(FDM 符号的第1条径上的信道基系数。
[0031] 结合第一方面的第H种至第五种任一种可能的实现方式，在第一方面的第六种可 能的实现方式中，所述根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数得 到所述频域信道增益系数，包括：
[0032] 根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益系数通过时频转换 公式得到所述频域信道增益系数；
[0033] 其中，所述时频转换公式为：
[003引其中，媒"表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个OFDM符号的第1条 径上的时域信道增益系数；[Hf 表示第t个发射天线与第r个接收天线间第Z个(FDM 符号上的频域信道增益系数，k和n表示子载波编号；N。为每个OFDM符号中的子载波个数； 为天线对（r，t)之间的总多径数；L为采样时间间隔；F为归一化频偏值；T1为第1 径时域信道的归一化时延。
[0036] 结合第一方面、第一方面的第一种至第六种任一种可能的实现方式，在第一方面 的第走种可能的实现方式中，所述根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约 束的最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初 步估计值之前，还包括：
[0037] 对信道信息进行数据预处理得到基于基系数的当前导频符号W及与所述当前导 频符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号，其中，所述信道信息包括：频偏估计值、噪 声方差估计值和多普勒频移及信号功率估计值。
[0038] 结合第一方面的第走种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式 中，所述对信道信息进行数据预处理得到基于基系数的当前导频符号W及与所述当前导频 符号相邻的至少一个基于基系数的导频符号之前，还包括：
[0039] 对接收到的当前导频符号进行数据测量处理，得到所述信道信息。
[0040] 结合第一方面的第八种可能的实现方式，在第一方面的第九种可能的实现方式 中，所述对接收到的当前导频符号进行数据测量处理，得到所述信道信息，包括：
[0041] 对所述当前导频符号进行最大似然频偏估计，得到所述当前导频符号的频偏估计 值；
[0042] 对所述当前导频符号进行噪声方差估计，得到所述信道的噪声方差估计值；
[0043] 根据所述噪声方差估计值通过基于循环前缀的多普勒频移估计，得到所述信道的 多普勒频移及信号功率估计值。
[0044] 结合第一方面的第九种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式 中，所述对所述当前导频符号进行最大似然频偏估计，得到所述当前导频符号的频偏估计 值，包括：
[0045] 对所述当前导频符号根据最大似然方法进行数据处理得到初始频偏估计yW;
[0046] 将所述yW及所述当前导频符号位置的时域接收信号ym代入似然函数得到归一化 频偏值；所述似然函数的表达式为：
，其中，E?为 频偏矩阵，F为归一化频偏值；
[0047] 根据所述归一化频偏值通过分步搜索算法计算得到所述当前导频符号的频偏估 计值。
[0048] 第二方面，本发明实施例提供一种信道估计装置，包括：
[0049] 第一估计模块，用于根据相邻的基于基系数的导频符号采用基于测量统计约束的 最大似然信道估计方法对信道进行初步估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估 计值；
[0050] 第二估计模块，用于根据所述信道基系数初步估计值采用基于时间统计约束的卡 尔曼滤波信道估计方法对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最 终估计值；
[0051] 插值模块，用于根据所述信道基系数最终估计值通过插值运算得到频域信道增益 系数。
[0052] 结合第二方面，在第二方面的第一种可能的实现方式中，所述第一估计模块具体 用于：根据所述相邻的基于基系数的导频符号采用最大似然信道估计公式对信道进行初步 估计，得到所述导频符号位置的信道基系数初步估计值；
[0053]其中，所述最大似然信道估计公式为：
[00巧]其中，i,为待估计信道的第m个导频符号的信道基系数初步估计值，本表示 状态转移矩阵，B为GCE-BEM基矩阵，Ymk表示第m-k个导频符号的频域接收的基于基系数 的导频符号，表示第m-k个导频符号的信道系数，m的取值为0、4、7或11。
[0056] 结合第二方面或第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的 实现方式中，所述第二估计模块具体用于：根据所述信道基系数初步估计值采用卡尔曼滤 波信道估计公式对所述信道进行精确估计，得到所述导频符号位置的信道基系数最终估计 值；
[0057] 其中，所述卡尔曼滤波信道估计公式为：
[0059] 其中，为观测方程中状态矩阵；Km表示第m个导频符号位置的卡尔曼增益；Sm表 示第m个导频符号位置的测量矩阵；Ym表示第m个导频符号；表示第m个导频符号位 置的信道基系数估计值；表示第m-1个导频符号位置的信道基系数估计值； 表示由第m-1个导频符号估计第m个导频符号的信道基系数估计值。
[0060] 结合第二方面、第二方面的第一种或第二种任一种可能的实现方式，在第二方面 的第H种可能的实现方式中，所述插值模块包括；第一插值单元，用于根据所述信道基系数 最终估计值通过时域维纳滤波插值运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信 道增益系数，或第二插值单元，用于根据所述信道基系数最终估计值通过自回归AR基系数 插值运算得到所述导频符号位置和数据符号位置的时域信道增益系数；
[0061] 第H插值单元，用于根据所述导频符号位置和所述数据符号位置的时域信道增益 系数得到所述频域信道增益系数。
[0062] 结合第二方面的第H种可能的实现方式，在第二方面的第四种可能的实现方式 中，所述第一插值单元具体用于：
[0063]根据所述信道基系数最终估计值通过a/,。, =BS/,。,得到所述导频符号位置的时域 信道增益系数；其中，a表示第m个导频符号的第1条径上的时域信道增益系数，B为 GCE-BEM基矩阵，6,,,。表示第m个导频符号的第1条径上的所述信道基系数最终估计值；其 中，m的取值为0、4、7或11 ;
[0064] 根据所述导频符号位置的时域信道增益系数通过时域维纳滤波插值公式得到所 述数据符号位置的时域信道增益系数；
[0065] 其中，所述时域维纳滤波插值公式为：
[0066]其中，<点表示第t个发射天线与第r个接收天线间所有(FDM符号的第1条径上 的时域信道增益系数，所述所有OFDM