频偏检测方法及装置的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及网络通信技术领域，尤其涉及一种频偏检测方法及装置。
【背景技术】
[0002] 正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing,简称0FDM)技术 具有高传输速率、射频干扰免疫、高频谱效率以及较低的多路径失真等优点，是物理层的关 键技术之一，因此，被广泛使用在高速率无线通信网络中，0FDM技术被地面数字电视广播、 无线局域网、第三代合作伙伴计划（3rd Generation Partnership Project,简称3GPP)长 期演进计划等领域所使用。
[0003] 0FDM技术基于其子载波的正交性，采用离散傅里叶变换（Discrete Fourier Transform，简称DFT)在发射机端将不同的数据调制到不同的子载波上，利用离散傅里叶 逆变换（Inverse Discrete Fourier Transform，简称IDFT)生成时域数据来传输。而 发射端一般用矩形窗来生成波形，使得频域上的数据变成以子载波频率为中心频点的众 多辛格函数（Sine函数）的叠加，当子载波满足间隔为0FDM符号周期的倒数的整数倍 时，在子载波频点处，其它子载波的干扰为0,使得可以克服载波间干扰（Inter Carrier Interference，简称ICI)，正确完成数据传输。OFDM系统的频谱如图1所示。接收端将接 收到的时域数据利用DFT变换完成在子载波频点采样，在理想情况下DFT变换后得到的数 据将没有ICI，而只有数据经过信道时受到的干扰。但是，在实际的系统中，不可避免的会存 在本地振荡器频率不稳、收发机时钟不同步、多普勒效应等现象，这都会造成一定的频偏， 使得接收机采样得到的数据受到了 ICI，从而降低了系统的传输性能。
[0004] 数字电视国家强制性技术标准（Digital Television Terrestrial Multimedia Broadcasting,简称DTMB)采用了时域同步正交频分复用技术（Time Domain Synchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing,,简称 TDS-0FDM),与传统 的OFDM技术利用循环前缀来保证子载波的正交性、减少符号间干扰的方法不同，TDS-0FDM 是采用已知的序列作为OFDM的前缀来完成和信道估计。数字电视媒体广播高级版本 (Digital Television Terrestrial Multimedia Broadcasting Advanced,简称 DTMB-A) 在DTMB的技术上对帧结构、星座映射等部分进行功能的扩展，DTMB-A的复帧结构如图2所 示，其复帧有复帧同步信道、控制信道和数据信道三部分构成，复帧同步信道长度为2048， 其中有长度均为512的循环前缀和循环后缀。控制信道和数据信道则由信号帧构成，信号 帧结构如图3所示，每个信号帧由帧头和帧体构成，帧头由两个长度为L的频域二值伪随机 序列（Pseudo-Noise Multi Carrier，简称PNMC)构成，其作为帧体的保护间隔，用来进行 同步和信道估计。PNMC序列是一个长度为L的频域二值的伪随机噪声序列（Pseudo-noise Sequence，简称PN)经过傅里叶变换后得到的时域数据。在DTMB-A的接收机中，传统的载 波同步方法为利用复帧同步信道进行载波粗同步，这可以实现较大范围的频偏估计，使得 频偏被纠正到较小的范围。但是由于复帧同步信道在每个复帧中只出现一次，而在控制帧 和信号帧传输的过程中，可能还会存在较大的频偏抖动，因而需要在复帧内也进行频偏估 计和修正。
[0005] 传统的方法利用信号帧帧头的两个PNMC序列的互相关进行频偏粗估计，其估计 范围为±0. 5ATSL)，其中Ts为基准符号周期，L为PNMC序列的长度。利用相邻信号帧的 第二个PNMC序列进行频偏精估计，其估计的范围为±0. 5ATS(N+2L))，其中N为帧体的长 度。在32768的帧体模式在，精同步的频偏估计的范围很小，频偏粗估又有一定的精度，而 在32768的模式下子载波的间隔更小，对载波同步的精度要求更高，频偏的粗估计和精估 计还是对系统的频偏估计的不准确，需要提高系统的稳定性。
【发明内容】
[0006] 针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种频偏检测方法及装置，能够提高对载波 同步的精度，提1?对载波的频偏的计算的准确性，提1? 了系统的稳定性。
[0007] 第一方面，本发明提供一种频偏检测方法，方法包括：
[0008] 获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时 域响应；
[0009] 根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；
[0010] 根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；
[0011] 其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道 和Μ个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所 述第一 PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述Μ为自然数。
[0012] 进一步地，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信 号帧的第二时域响应之前，还包括：
[0013] 针对每一复帧，获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计 值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计 值满足预设第二范围时；
[0014] 执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧 的第二时域响应的步骤。
[0015] 进一步地，所述获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计 值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计 值满足预设第二范围，具体为：
[0016] 对该复帧内的同一信号帧中的相邻两个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所 述频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，对所述该复帧中的相邻信号 帧的各自第二个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏精估计值，在所述频偏精估 计值满足预设第二范围时，执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复 帧的起始信号帧的第二时域响应的步骤。
[0017] 进一步地，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信 号帧的第二时域响应，具体为：
[0018] 获取发射器中本地的伪随机噪声PN序列；
[0019] 对所述第一复帧的末尾信号帧的第二PNMC序列进行傅里叶变换DFT变换；
[0020] 将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；
[0021] 对所述逐点共轭乘结果进行傅里叶逆变换IDFT，获得第一时域响应；
[0022] 和，
[0023] 对所述第二复帧的起始信号帧的第二PNMC序列进行DFT变换；
[0024] 将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；
[0025] 对所述逐点共轭乘结果进行IDFT变换，获得第二时域响应。
[0026] 进一步地，所述DFT和所述IDFT变换的长度为所述信号帧PNMC序列的长度L。
[0027] 进一步地，所述根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累 加结果，具体为：
[0028] 对所述第一时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个 点和所述最大值右侧两个点；
[0029] 对所述第二时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个 点和所述最大值右侧两个点；
[0030] 对所述第一时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点和 所述第二时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点采用逐点共轭