专利名称：反馈电路和操作镇流器谐振逆变器的方法
技术领域：
本发明涉及为气体放电灯供电的电子镇流器，具体地说，涉及用于为气体放电灯、包括电感耦合的气体放电灯供电和使其变暗的DC/AC逆变器。
背景技术：
气体放电灯通常利用电子镇流器将AC线电压转换为高频电流，以便为灯供电。传统的电子镇流器包括AC到DC转换器以及将DC电压转换为灯高频电流的谐振逆变器。谐振逆变器包括开关晶体管，用于产生高频矩形AC电压，此电压施加于具有串联的电感器和电容器的电压谐振电路上。气体放电灯与该电容器并联连接。对于高频电子镇流器，自激振荡谐振逆变器是产生用于启动的AC电压和用于为灯供电的AC电流的常用部件。自激振荡谐振逆变器利用耦合在谐振电路与开关晶体管的栅极之间的反馈变压器向栅极提供正弦电压，以便维持振荡。当在提供零电压开关(ZVS)的零栅极电压附近相交时，自动形成开关晶体管的截止时间间隔。例如在美国专利4748383、5962987以及5982108中描述了自激振荡谐振逆变器。
图1中表示一种典型的电压反馈自激振荡电路。自激振荡逆变器自动调节到谐振频率以上。如果谐振频率随温度、灯的电感以及负载变化而改变，则逆变器仍然工作在谐振频率以上。然而，利用正弦电压驱动MOSFET导致截止时间随灯功率改变而改变以及其它缺点。
如图1所示，为气体放电灯供电的先有技术的电子镇流器将标准AC线电压转换为使灯发光的高频电流。AC/DC转换器通过EMI滤波器耦合到AC线路。AC/DC转换器包括整流器(未示出)和可选的功率因数校正器。AC/DC转换器输出的低频纹波通过跨接在高压DC总线上的电解储能电容器C31来滤除。自生的镇流器逆变器连接到DC总线，而它的输出连接到灯。储能电容器C31减少在DC总线上的高频电压纹波。两个串联的开关MOSFET M1和M2跨接在DC总线上。谐振负载包括串联的电感器L1、电容器C3以及与电容器C3并联连接的灯。谐振负载通过DC隔直流电容器C1并联连接到开关MOSFET M2。经由电压反馈电路通过电阻R16和R15来驱动开关晶体管M1和M2，电压反馈电路包括变压器T9以及具有电容器C27和C30的输出分压器。图1中的镇流器逆变器包括由启动电容器C29、从DC总线给启动电容器C29充电的电阻R19、放电二端交流开关X28构成的启动电路，其中放电二端交流开关X28连接到启动电容器C29和阻塞二极管D10，用于在逆变器启动后使启动电容器C29放电。
利用图1中的反馈电路，将逆变器晶体管的开关相位锁定到输出电压振荡负载的相位，由此防止逆变器低于谐振频率运行。
具有高频集成电路(IC)振荡逆变器控制器的镇流器，例如来自International Rectifier的IR 215X系列或者来自ST Microelectronics的L6579系列，没有自激振荡电路的缺点。就关断和重启特征而言，这些IC驱动的逆变器可用于“开/关”脉宽调制(PWM)减光。可是，由于预先调整过的开关频率对谐振负载的谐振频率的瞬间变化和波动不敏感，因此直接应用上述控制器遇到一些困难。如果不进行开关频率的校正，在某些稳态条件中、减光模式中或灯启动时，当在谐振频率以下工作时，MOSFET可能具有交叉导通和故障。
在International Rectifier所发表的应用说明AN 995A“采用节省成本的IR215X驱动器的电子镇流器”中，描述了此问题的一种解决方案。图2说明具有两个反向并联的功率二极管的反馈电路，功率二极管作为零电流检测器与谐振负载串联连接。二极管产生矩形AC脉冲信号，迫使IC的定时电路与此信号同步地开关。反馈信号指明在谐振负载中的电流的相位调整。但是，谐振负载的任何部分中检测的零电流未提供在谐振频率以上最佳工作模式所必须的同步角。另外，当功率二极管作为同步信号源使用时，在镇流器中增加了显著的功率损耗。
图2中所示的先有技术的电子镇流器包括用于驱动谐振逆变器的开关晶体管M1和M2的自激振荡控制器。谐振负载包括电感器L、电容器C2以及与电容器C2并联连接的荧光灯。谐振负载通过隔直流电容器C1与晶体管M2并联连接。IR2155控制器包括定时器(通常所说的“555”定时器)，时基电容器CT和时基电阻RT作为确定振荡频率的外部元件。与谐振电感器L连接在串联电路中的反向并联二极管D46和D51用作零电流检测器，产生矩形脉冲信号。此信号被引入到时基电容器CT和地之间。
在美国专利5723953和5719472中公开了其它先有技术的IC驱动的镇流器。这两个专利均讨论了利用以与图2中的反向并联二极管D46和D51类似的方式放置的电阻来进行的IC反馈控制。该电阻信号指示谐振负载中的电流电平以及该电流的相位调整。根据这两个专利，在灯启动过程中将反馈信号引入到IC定时电路中。这样，逆变器频率降低至谐振频率的水平，因此逆变器输出电压升高，从而使灯启动。电阻信号越高，逆变器开关频率越低，逆变器输出电压越高，相应地，电阻信号也越高。已发现，先有技术的逆变器反馈电路可引起过高的启动电压以及在谐振频率以下工作。如果在稳态模式中使用此正反馈电路，则会产生不稳定性。
本发明人已发现，当根据独立的正弦控制信号源使先有技术逆变器与开放式反馈环路同步，以及将逆变器开关频率优化到谐振频率以上时，引入到IC定时电路中的信号与在上述电流检测器上产生的信号明显不同相。逆变器输出电压与外部同步信号之间的相位差通常在150°到200°范围内，随谐振负载、IC的类型以及所选的工作频率而定。
为了可靠的锁相，在环路闭合前，希望在逆变器输出电压与外部同步信号之间相位差最小的前提下产生所引入的反馈信号，以便为环路逆变器提供最佳模式。在这种情况下，所引入的信号将支配斜坡信号，且逆变器在环路闭合后工作在此最佳模式。还希望不使用功率元件、如二极管和电阻作为谐振负载中的检测器，以避免额外的功耗。
在电流检测二极管(与谐振电容器、电感器或灯串联)的任何一种明显的可能连接中，难于或甚至不可能在自激振荡AC所驱动的谐振逆变器中获得最佳模式的锁相。
因此，仍然存在改进逆变器控制的需要，具体地说，需要更先进的控制器集成电路。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种用于自激振荡驱动器所驱动的镇流器的最佳和稳定工作的新颖方法。
本发明的另一目的是提供一种具有可调相移的新颖的反馈锁相电路。
本发明的又一目的是提供一种利用具有无源元件的反馈电路的新颖的镇流器。
本发明的再一目的是通过新颖的可控反馈电路来提供镇流器/灯电流/电压控制。
本发明还有一个目的是提供一种新颖的反馈电路，该电路产生限制在灯启动过程中镇流器输出电压的超前相位内同步信号。
本发明还有一个目的是提供在具有脉宽调制(PWM)减光的周期性开/关模式中的可靠的逆变器操作。
本发明提供了一种有效的方法，用于控制由自激振荡集成电路利用从逆变器输出电压获得的小的正弦信号来驱动的谐振逆变器。此方法包括使输出电压衰减、使衰减后的信号相移以及将衰减后的信号引入驱动器的定时电路中。
本发明的一个实施例提供了具有用于将衰减后的输出电压移相的信号反相器的反馈电路。
本发明的第二实施例包括具有RC移相网络的组合的反馈电路。
本发明的第三实施例包括利用输出信号的可控相位来限制镇流器输出电压的反馈电路。
本发明的第四实施例最好是针对电感耦合的灯，包括具有可控数量的RC移相网络的同步电路，其中，在灯启动期间为限制灯启动电压而接通附加的RC网络。
有利的是，本发明使IC振荡能够锁定于包括灯在内的镇流器谐振负载的自由振荡频率以上的频率。当灯的阻抗和谐振频率变化时，开关频率将相应地变化，因此镇流器逆变器将持续在谐振频率以上的安全范围内工作。本发明提供了在变暗的灯的永久性改变的阻抗和可变的谐振频率下的PWM减光。
图1是具有自激振荡逆变器的传统镇流器的电路图。
图2是具有自激振荡驱动器IC的传统镇流器的电路图。
图3是具有通过电压反馈电路来同步的自激振荡驱动器IC的本发明的镇流器的电路图。
图4是利用反馈电路中的有源相移的本发明的镇流器的电路图。
图5是具有利用通过多个RC相移网络得到的信号衰减和相移的反馈电路的本发明的镇流器的电路图。
图6是具有相位控制反馈电路的本发明的电路图。
图7是本发明在灯减光应用中的电路图。
具体实施例方式
下面参照图3，自激振荡驱动器IC 10驱动具有晶体管M1和M2的半桥式功率级，在谐振负载输入上产生AC电压。IC 10具有内置的振荡器，此振荡器是或者类似于先有技术中的“555”定时器。振荡器频率可通过与引脚Rt、Ct以及公共的“com”相连接的定时电路12来编程。
反馈电路包括块14和16，用于将逆变器高电压输出LH耦合到定时电路12。块14使输出电压信号衰减，块16使输出电压信号相移150°至200°，以便补偿逆变器输出电压与外部同步信号之间的相位差。
定时电路12可包括时基电容器Ct和电阻Rt(参见图2)，并且在时基电容器充电到2/3Vcc以及放电至1/3Vcc时切换。在标准IC应用中，时基电容器电压波形是叠加在DC电压上的呈指数变化的斜坡。IC振荡器通过将小相移信号混合至斜坡中而使其频率相关。此信号的源最好是耦合在地和时基电容器之间。
在尤其适合高频应用(200-270kHz)的图4中所示装置的实施例中，衰减块14(图3)包括具有连接到逆变器高压输出LH的电容器C4和C5的电容分压器。相移块16包括有源信号反相器，其中包括晶体管M3和电阻R3、R4、R6和R7。电容分压器的输出连接到有源信号反相器的输入。有源信号反相器的输出经由第二时基电容器Ct2和定时电路12连接到IC 10的Ct引脚。有源信号反相器提供了在任何频率上的大约180°的稳定相移。因此，有源信号反相器补偿了在谐振频率以上工作的开环逆变器的输入和输出之间大约180°的相位差。
在无电极灯镇流器的一个实施例中，图4的电路可包括以下元件IC 10-IR21531D、M3-BC337、C4和Ct2-22pF、Ct1-250pF、C5-4.7nF、Rt1-10K、R3-100k、R7-750、R4-15k、R6-15k、R15和R16-22k、C26和C28-0.1μF。镇流器逆变器开关频率为250kHz。在开环电路中，镇流器逆变器开关频率为242kHz。逆变器谐振负载的谐振频率大约为220kHz。经由时基电容器Ct2引到IC 10的引脚Ct上的正弦信号支配由定时器产生的斜坡信号，即使它具有比斜坡信号小得多的电平。逆变器的开关频率取决于作为无IC的自生谐振镇流器中的谐振负载。
在本发明的另一实施例中，电阻性装置可连接在时基电容器Ct1和IC 10的公共端“com”之间。图5表示了两个反向并联二极管D53和D55，它们可用作电阻性装置，当然也可以用电阻来代替二极管(例如，参见图6中的R10)。
进一步参照图5，反馈电路可包括执行块14和块16的功能的两个RC相移网络。第一网络包括耦合到高电压输出LH的电容器C6和耦合到公共端的电阻R8。第二网络包括电容器C7和电阻性装置。第二网络并联连接到第一网络的电阻R8。电容器C6可以是连接到LH的高压电容器，而其它元件可以是低压小功率元件。如前面所述，为优化反馈锁相，需要大约150-200度的相移角度。两个串联的RC网络提供超过一百倍的反馈信号衰减，并提供高达180°左右的可编程相移。镇流器逆变器从时基电容器Ct1和时基电阻Rt1所确定的编程的初始开关频率开始。只要在LH上出现电压，由于反馈信号将支配IC 10的“555”定时器斜坡信号，因此逆变器立即会在内部同步。逆变器频率将被自动校正，这样，选定开关频率上的输入/输出相位差将由反馈电路中的RC相位提升网络来自动地补偿。
图6说明对图5的实施例的修改，其中在灯启动期间增加第三RC相移网络。第三RC网络包括电容器C8、电阻R9以及与电阻R9串联连接的开关装置。开关装置可包括两个以相反方向串联连接的齐纳二极管D3和D4。在灯启动期间，施加在包括电阻R9和齐纳二极管D3和D4的电路上的电压要比齐纳二极管的阈值电压高得多。在稳态工作期间，此电压的峰值低于齐纳二极管的阈值。在灯启动期间，齐纳二极管通过增加第三RC相移网络来提供开关功能，从而限制启动电压。在启动和无负载操作模式中，应当避免镇流器元件过载。在图6的反馈电路中，为获得更好的稳定性，可采用两个反向并联二极管(如图5中)来替代电阻R10。
图7中表示了一种自激振荡减光镇流器电路。镇流器逆变器包括具有包含3个RC相移网络的可变结构的反馈电路。第一RC网络包括高压电容器C9和电阻R11。第二RC网络包括电容器C10、电阻R12以及齐纳二极管D5和D6。第三RC网络包括电容器C11以及连接在时基电容器Ct1和IC 10的公共端子“com”之间的反向并联二极管D53和D55。当在反馈电路中需要超过180°的相移(例如200°相移)用于优化逆变器的稳态工作时，则提供跨接在反向并联的齐纳二极管D5和D6上的电阻R13。PWM信号控制的开关装置(例如图7中的晶体管M4)经由电阻R14连接到IC 10的Ct引脚上。通过使晶体管M4导通，IC 10关断镇流器逆变器。当晶体管M4截止时，镇流器逆变器接通。晶体管M4开关的占空比由PWM减光器来控制(图7中未显示)。在开/关减光模式中，谐振负载的谐振频率不稳定，因为它取决于PWM频率、占空比、温度等。但是，这里所示的内部同步电路跟踪谐振频率的所有电流变化，只要谐振逆变器在谐振频率以上的安全范围中工作。
在针对采用PWM减光的150W无电极灯的具体实施例中，图7中的反馈电路被用于250kHz镇流器中，具有以下元件IC 10-IR21531D、Rt1-10k、Ct1-270pF、D53和D55-1N4148、M4-BC337、C9-22pF、R11-1.3k、C10-1nF、R12-1.8k、D5和D6-16V0.5W齐纳二极管以及C11-47pF。该电路能够以高达10kHz PWM信号来高效地提供10-100％范围内的减光。
虽然在上述说明书和图中已经对本发明的实施例进行了描述，但是当按照说明书和图阅读的时候，应当理解，本发明由以下权利要求来限定。
权利要求
1.一种用于放电灯的镇流器，包括驱动器电路；连接到所述驱动器电路的定时电路；连接到所述驱动器电路并且具有输出电压的谐振逆变器；以及将所述谐振逆变器的输出电压连接到所述定时电路的反馈电路，所述反馈电路包括选择性地移动所述谐振逆变器的输出电压的相位的相移电路。
2.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，所述相移电路包括连接到所述定时电路的输入端的另一个反相器。
3.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于，所述反馈电路还包括衰减电路，所述衰减电路包括连接在所述输出电压与所述另一个反相器的输入端之间的电容分压器。
4.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于，所述相移电路包括多个RC相移网络。
5.如权利要求4所述的镇流器，其特征在于，所述相移网络中的第一相移网络包括耦合到输出电压的第一电容器和耦合到所述驱动器的第一电阻，所述相移网络中的第二相移网络包括第二电容器和耦合到所述定时电路的电阻性装置，所述第二网络与所述第一电阻并联连接。
6.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于，所述电阻性装置包括电阻和反向并联二极管其中之一，并且连接在所述第一电阻与所述定时电路之间。
7.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于还包括第三RC网络，所述第三RC网络包括开关，在包含所述镇流器的灯启动期间，所述开关将所述第三RC网络连接到所述定时电路。
8.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于还包括由脉宽调制输入来操作的开关，所述开关连接到所述定时电路。
9.一种操作用于放电灯的镇流器的方法，所述镇流器包括驱动器电路、连接到所述驱动器电路的定时电路、连接到所述驱动器电路并具有输出电压的谐振逆变器，所述方法包括以下步骤将所述谐振逆变器的输出电压反馈到所述定时电路；以及选择性地移动从所述谐振逆变器反馈的输出电压的相位。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括利用电容分压器衰减所述反馈的输出电压的步骤，所述电容分压器连接在所述输出电压和所述定时电路之间。
11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述相移步骤包括利用多个RC相移网络进行相移的步骤。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述相移网络中的第一相移网络包括耦合到输出电压的第一电容器和耦合到所述驱动器的第一电阻，所述相移网络中的第二相移网络包括第二电容器和耦合到所述定时电路的电阻性装置，其中所述第二网络与所述第一电阻并联连接。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述RC网络还包括含有开关的第三RC网络，以及所述方法还包括仅在包含所述镇流器的灯启动期间将所述第三RC网络连接到所述定时电路的步骤。
14.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括以下步骤在包含所述镇流器的灯的减光工作期间，利用由脉宽调制输入操作的开关来控制定时电路。
全文摘要
一种具有自激振荡驱动器IC的镇流器谐振逆变器为气体放电灯供电以及使其变暗。为了使逆变器安全稳定地工作在谐振频率以上，反馈电路随谐振负载的变化而自动地调整IC振荡器频率。反馈信号是从谐振逆变器输出电压导出的，具体是通过衰减、编程的相移以及将所得信号引入IC的定时电路来进行的。反馈电路包括有源反相器电路或串联连接的无源RC相位提升网络。通过可变的RC网络实现的反馈信号的相位控制被用于镇流器－灯工作的瞬态模式中。
文档编号H05B41/285GK1592531SQ20041006854
公开日2005年3月9日 申请日期2004年8月26日 优先权日2003年8月26日
发明者F·I·亚历山德罗夫 申请人:奥斯兰姆施尔凡尼亚公司