专利名称：电流谐振型放电管用反相器电路的制作方法
技术领域：
本发明是涉及本案发明人的日本发明专利第2733817号(美国专利第5495405号)的再发明或其技术旨趣的利用，特别是有关于一种热阴极萤光管、冷阴极萤光管(CCFL；Cold Cathode Fluorescent Lamp)、外部电极型冷阴极管(EEFL；External Electrode Fluorescent Lamp)、霓红灯等具有电容性的光源用的电流谐振型放电管用反相器电路。
背景技术：
近年来，面光源的用途广泛，不只可以用在广告显示以及个人电脑上，也扩大用在液晶电视机等机器上。
于是对用来驱动面光源的反相器电路而言，也就要求小型并且有高效率。
在此如下所示，将说明近年来冷阴极管用反相器电路的变迁，以及与日本特许第2733817号发明之间的关系。
冷阴极管用反相器电路是一种普遍使用的一般电路，也就是如图24所示的集电极谐振型电路。该电路也常称为Royer电路，但Royer电路的正式定义是指使变压器呈饱和状态后再进行开关动作的逆转，也就是利用集电极侧的谐振方式来进行逆转(反相)动作而被称为集电极振荡型电路，或为与Royer电路做区别，宜称为集电极谐振型Royer电路。
当初的冷阴极管用反相器电路是使用有一种完全没有利用次级侧电路的谐振机构，而升压变压器是使用泄漏电感少也就是闭路型变压器。在这时代背景下，业者认知所谓闭路型变压器意指泄漏电感少的变压器。又对于反相器电路中的升压变压器的泄漏电感，其认知是指降低变压器次级侧的输出电压，不是较佳形态，且希望尽可能减少。
结果造成次级侧电路的谐振频率设定有一远较反相器电路动作频率还高的频率，于是使该时代背景中的变压器次级侧电路中，其谐振频率是与反相器电路的动作频率无关，且不对反相器电路的动作频率造成影响。又，稳流电容Cb是一为了进行管电流稳定化所需的构件。
其次，冷阴极管用反相器电路还有一种诸如图20所示的形态是为人所知，该电路是揭示于日本特开平7-211472号公报，如图21所示，有一电路普及而为人所知，也就是该电路中，次级侧电路的谐振频率为初级侧电路的谐振频率的3倍，也就是被称为3倍谐振型电路。此时所使用的升压变压器是将泄漏电感值增加有某一程度者为佳。
此时，如图22的说明所示，反相器电路的振荡频率与3次高谐波合成，而产生一梯状波形。
而且，实际的3倍谐振型电路的冷阴极管中流动的电流是呈现图23所示的波形。
此时，升压变压器的名称有些混乱。在熟悉此项技术业者之间所说的闭路变压器是否适当，仍然有讨论的空间，称呼的定义是模糊不清的状态。所以要如何形容磁路结构虽然是闭合但磁通量泄漏又很多的状态是问题所在。这些用语仍旧存在不属于上述状态下的专门技术用语问题。
实际所谓3倍谐振所用的变压器形状是如图24所示为扁平者，虽然磁路结构呈闭锁状态，但磁通量泄漏较以往技术还大。也就是具有较大的泄漏电感值。
不管怎样，该技术思想是指借由使升压变压器的泄漏电感值增大到某程度时，在该泄漏电感与升压变压器次级侧所构成的电容分量间构建有一谐振电路(图20)，设定该谐振频率为反相器电路动作频率3倍的频率，以使得次级侧电路产生3次高谐波(图22)，使得管电流波形为梯形(图27)。此时稳流电容器C2虽然是作为稳流，但也可以发挥做为部分谐振电容器的作用。
借此，如日本特开平7-211472号公报所揭示，反相器电路的转换效率可见到相当改善，而且升压变压器也更小型化。又该3倍谐振的技术思想，已成为近年来连同目前集电极谐振型冷阴极管用反相器电路的基础，如果说现在普及的集电极谐振型反相器电路中，有大半数都利用该技术也并非言过其实。
其次，成为本发明基础的日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)发明所揭示，升压变压器进而更戏剧性地实现小型化及高效率化。该发明是从1996年开始广泛实施，对于笔记型电脑中的反相器电路的小型化及高效率化有高度贡献。这是使反相器电路的动作频率及次级侧电路的谐振(振荡)频率接近一致的发明，并且进一步加大前述3倍谐振中升压变压器的泄漏电感值，同时增大次级侧电容分量予以实现。
该技术是利用以下效果，也就是反相器电路在次级侧电路的谐振频率附近动作时，使流经升压变压器初级绕组上的激磁电流减少，于是可提升由变压器初级绕组侧所得到的功率，减少升压变压器的铜损。
同时在该发明揭示后，对于初级侧电路的驱动机构除了集电极谐振型的一般电路外，还使用有如下所示固定频率的他激型驱动机构，以及用来检测初级侧绕组的零电流而予以切换的零电流开关型驱动机构等多数驱动机构。这些一连串周边技术每一个皆与本发明有密切关系，有助于发明中次级侧电路的谐振技术能够普及。
而从升压变压器的泄漏电感值来看，与这些一连串冷阴极管用反相器电路有关的背景技术变迁时，这些也可以视为是一种历史(趋势)，如图25所示，反相器电路的世代翻新且升压变压器的泄漏电感值变大，同时次级侧电路的谐振频率变低。
图25是一说明图，用以说明随着时代变迁，反相器电路的驱动频率fo与次级侧电路的谐振频率fr之间的关系变迁。
反相器电路的高效率化及小型化是借由升压变压器的改良及适当选择其驱动频率而可实现者。对此，本发明人于日本发明专利申请案公开公报特开2003-168585号(美国专利6,774,580B2)中，如图26所示(图26是一说明用以改善由驱动机构侧所看到功率的说明图，横轴为频率、θ为升压变压器的初级绕组的电压相位与电流相位之间的相位差。说明θ愈接近零时，表示功率愈能有效改善)，与该图式一同详细揭露由驱动机构侧所看到的高效率。
另一方面，如美国专利第6114814-B1号公报及特开昭59-032370号公报所示，高效率的反相器电路是借由零电流开关机构所获得的技术是业者之间所极力提倡的。
然而这些技术思想欠缺对升压变压器功率改善的观点，因此将高效率的原因当作是源自开关晶体管发热的减低时，是不正确的。
针对此点，详加说明如下。
零电流开关机构是一种反相器电路中，电力控制手段的一种，其代表诸如图27所示的零电流开关型电路，并揭露于美国专利第6114814-B1号公报及特开昭59-032370号公报中。又，本发明人也在特开平8-288080号中有同样技术。该技术如以美国专利第6114814-B1号公报为主要说明时，也就如下所示。
美国专利第6114814-B1号公报中有一用以说明图28所示以往零电流开关型电路动作的说明图，显示在图11(Fig.11)；其中Fig.11A，11B是显示完全没有进行电力控制的状态；Fig.11C，11D是进行有电力控制的状态；Fig.11E，11F则是显示电压有效值的相位位于电流有效值的相位之前的状态下欲实现零电流开关动作的形态。又，如图29所示的图式是在Fig12，而Fig12A，12B则是显示不是零电流开关动作控制的其中一种型态。
如图28中，Fig.11A是显示一驱动电力在最大时变压器初级绕组的电压，Fig11B则是显示流经此时变压器初级绕组上的电流。零电流开关机构是指一用以检测电流为零时，进行驱动机构的开关者。在最大电力时，也就是令流通角为100％，完全不做电力控制时，附加在变压器初级绕组上的电压、电流有效值没有相位差。这也意味着功率良好。
其次，前述图28所示的Fig.11C是显示控制驱动电力时将流通角缩小状态下的变压器初级绕组的电压。又，Fig.11D显示此时的变压器初级绕组所流动的电流。在该图28中，驱动机构的开关晶体管形成导通状态是在电流为零时。惟，另一方面，开关晶体管形成截止的状态则不是电流为零时。此时，加在初级绕组的电压、电流有效值有相位差产生。结果造成此时的功率不佳。
另一方面，图29中，Fig.12A同样是限制流通角以执行电力控制，但在此忽视零电流开关机构下进行控制时，能将初级绕组中的电压、电流有效值相位平整。此时，由变压器初级绕组侧所视的功率相当良好，且升压变压器的发热极少。但这并不是零电流开关机构。
在此，零电流开关机构是与构成反相器电路的高效率的技术思想产生矛盾。美国专利第6114814-B1号发明的技术思想，也就是在零电流开关机构中，针对前述图29中Fig12A，12B所示的状态，是当做反相器电路的转换效率不佳而予以排除。
而且，前述图29所示的Fig.11E，11F是说明电压有效值的相位位于电流有效值相位之前的状态下欲执行零电流开关动作的形态；又，Fig12A，12B是显示不是零电流开关动作控制的其中一型态的说明图。
然而，发明人依比较实验后可知，对前述图28所示Fig.11C，11D的控制方法来说，很明显的，前述图29所示Fig.11C，11D的控制方法来说，很明显的，前述图34所示Fig.12A，12B的控制方法下的反相器电路其转换效率较高。
在此得一结论，就是零电流开关机构可使反相器电路带来高效率的结果是错误的。而会产生如此误解的背景则说明如下。
零电流开关机构中，尤其是在完全不进行电力控制的形态下，升压变压器的初级绕组的电压、电流相位间必然没有相位差存在。为此，可改善升压变压器的功率，减少流经变压器初级绕组的电流，并使流经开关晶体管的电流也最小，结果就能使得升压变压器的初级绕组与开关晶体管的发热减少，改善反相器电路的效率。这便是被认为可借由零电流开关机构实现高效率的错误认知。
如美国专利第6114814-B1号公报中，Fig.11A，11B的状态是完全不进行电力控制的形态，此时的动作状态是与一般电流谐振型动作状态等效。换句话说，高效率的反相器电路并不是借着零电流开关机构所实现，事实上是借由以往电流谐振型机构所实现。
众所周知电流谐振型放电管用反相器电路是热阴极管点灯用，一般使用如图30所示的电路。如此电流谐振型电路只是基本电路结构，并没有调光机构。在此，电流谐振型电路要进行调光时，便要在前段设置DC-DC转换电路，于是能够进行调光。
图31是一种将以往电流谐振型电路与前段的DC-DC转换电路以及本发明人所发明的漏磁通量型变压器相互结合，而成为冷阴极管用反相器电路的调光电路。在其中是借由晶体管Qs、电感Lc、二极体Ds、电容器Cv而构成DC-DC转换电路。
另一方面，也有另一提案，其方式是用以改良该电流谐振型电路于是能进行调光者。图32显示本发明人在特开平8-288080号公报所揭示的调光电路，计时器电路10、11在检测零电流经过一定时间后，一频率控制电路12便将一开关元件2、3关闭(OFF)。该计时器电路10、11是一RS正反器，以零电流进行设定，在一定时间后再重设。这是借由检测零电流，将开关机构开启(ON)后经过一定时间，再将开关机构关闭(OFF)的方法，于是能进行调光。
同样手法也揭露在美国专利第6114814-B1号公报的Fig.9中。这是一如图33所示的电路图，RS正反器172是以零电流设定，经过一定时间后予以重设。美国专利第6114814-B1号公报、特开平8-288080号公报皆是检测零电流后将开关机构ON，同时设定RS正反器，经过一定时间后再予以重设，于是能使开关机构OFF。每一专利都在电流谐振型电路的开关机构中具有调光功能，并具有一种在调光时延迟电流相位，使其位于电压有效值相位后的特征，完全是同一技术思想，且实现方法也大致相同。
在本发明人所知中，借由特开平8-288080号公报来进行调光时，当控制冷阴极管或热阴极管直到相当暗的状态，则已确认得知流经开关机构的晶体管的电流增多，也会产生发热。
依任一种型态，反相器电路能高效率的原因很明确，都是在于电流谐振型，因此本发明人在特愿2004-318059号发明中揭露图34的电流谐振型放电管用反相器电路。专利第2733817号说明书。特开昭59-032370号公报。特开平7-211472号公报。特开平8-288080号公报。特开2003-168585号公报。美国专利第5495405号说明书。美国专利第6114814-B1号说明书。特愿2004-318059号说明书。
发明内容[发明欲解决之课题]以往电流谐振型电路是以半桥式为主流，众知这些电路主要是做为热阴极管用的点灯装置。图35是显示以其应用在冷阴极管点灯时所使用的反相器电路。
以往的电流谐振型电路驱动冷阴极管用的升压电路中，显示赋予升压变压器初级绕组的电压，如图36所示。图36是一说明图，用以说明借由以往电流谐振型电路驱动升压变压器时，升压变压器初级绕组的电压与电流的形态。处于半桥式输出段的电压就在不变的状态下赋予在升压变压器的初级绕组上。令此为VT1。此时，VT1形成矩形波。流经升压变压器初级绕组的电流是IT1，开关晶体管Q1、Q2是按电流IT1的相位而执行ON-OFF者。
其次，在电流谐振型电路中具备电力控制功能的方法有一种被称为零电流开关电路的机构。惟，日本公开公报特开昭59-032370号中所揭示的零电流开关机构进行电力控制，进行冷阴极管调光时，调光时的功率不太理想。又，由于是半桥式结构，不能对应于低的电源电压，在电源电压较低时则难以充份采用日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)所揭示的功率改良效果。
而且，借着以往零电流开关方式的电力控制方法，进行电力控制时有功率恶化的现象。这可源自以下理由。
依前述图33所示以往型零电流开关型电路中，赋予升压变压器初级绕组的电压与电流之间的关系时，如图37所示。变压器初级绕组侧的电流实际上不会形成那样典型的正弦波。检测出电流的零点时电压的波形则上升。开关机构在ON时为零电流，但OFF时则不是零电流。
以有效值表示时，该电压波形为虚线所示的波形。由图42也可以知道，电流相位较电压有效值相位延迟。这意指功率较佳，零电流开关机构时，因控制电力时的无效电流较多，使得升压变压器初级绕组的铜损增加，而造成反相器电路的转换效率变差。
其次，零电流开关机构时，参考计算图表说明功率降低的作用。零电流开关机构时，如图38所示，流通角窄小时的功率非常差。这是因为相对于电压的电流相位延迟特别急遽的关系所造成的。
再进一步对此进行说明如下。
与电压有效值波形的相位相比，电流波形的相位延迟多少是由延迟角与流通角(负载比)的关系来看，可知这些波形成单纯的反比关系。图39则显示如此状态。
图39是一随着流通角的变化下电压有效值相位与电流相位如何变化的计算图；例如说明流通角为25％时，相对于电压的电流的延迟角为67.5deg.。由图39可求出一在流通角(负载比)为25％时，相对于电压的电流相位延迟角大约为67.5deg.。
而且，如图40所示，在零电流开关电路中，相当于该延迟角的频率与相位特性的交点成为反相器电路的动作频率。因此，依零电流开关电路，便无法避免进行过电力控制时的动作频率的变动。
其次，针对功率检讨的图为图41及图42。
在图41中，令初级侧换算的负载电流为a，激磁电流为tanθ，变压器初级绕组的电流则为1/cosθ(功率的倒数)。
图42是显示针对功率检测时的变压器初级侧换算负载电流、激磁电流、变压器初级绕组电流的关系图；说明着延迟角大时，激磁电流多而无效电流增多。
在前述图42中，合成电流比意指1/cosθ(功率的倒数)。令相对于电压有效值相位的电流相位的延迟为电流延迟角θ时，1/cosθ(功率的倒数)之间的关系(功率的倒数)即为该图所示。由图42检讨相对于负载电流时有几倍的变压器初级绕组电流经过的状态，则如下所示。电流相位相对于电压相位延迟有67.5deg.时，变压器初级绕组的电流是与完全没有延迟状态相比则有2.61倍以上的电流出现。因此功率极差，又由于铜损增加，使得变压器初级绕组的发热增加，此外基于同样理由可知，开关机构的晶体管的发热也增加。
使用零电流开关机构控制电力时，美国专利第6114814-B1号、特开平8-288080号或特开昭59-032370号等各公报所揭示的流通角控制机构来进行电力控制，是从改善功率的观点来看，于是有以下的结论。
流通角大的状态，也就是电流相位相对于电压相位延迟较少的状态下，反相器电路的转换效率良好。只有流通角小时，电流相位的延迟较大，因此功率变差，流经变压器初级绕组的电流增加，因此使得反相器电路的转换效率变差。尤其是流通角度窄小而且电流相位延迟接近90deg.时，则无效电流急遽增加，使得效率显著恶化。
如此状态下，具体地将零电流开关机构应用在笔记型个人电脑中而使用AC配接器时，电源电压最高，但在同样条件下，进行电力限制会使液晶画面变暗等情况中，电流相位的延迟也变的最大。此时，实际上也伴随着反相器电路显著的发热产生。
进而，借零电流开关机构进行电流控制时，无法避免反相器电路的动作频率其变动问题仍旧存在。
在此明白的是，进行有电力控制状态下而形成效率佳的反相器电路时，所谓零电流开关的技术未必是必要的。不只这样还反倒是有害。为了构成一转换效率良好的反相器电路时，势必要排除上述技术思想，且要采用升压变压器初级绕组的功率最佳方法。
另一方面，以用以实施专利第2733817号(美国专利第5495405号)公报所揭示的技术旨趣的驱动机构而言，大多是采用以电容C及电阻R构成固定频率的振荡电路，作为固定频率用的他激型驱动机构的形态，此时，在大量生产时，借组装方法所造成的寄生电容的误差等因素，使次级侧电路的谐振频率偏移，或者是因零件常数的误差等因素而造成初级侧驱动电路的驱动频率偏移。形成如此形态时，便难以始终以可显现功率改善效果的最佳谐振频率进行驱动。
次级侧电路的谐振频率与初级侧电路的驱动频率错开时，便使反相器电路的效率极端变差。因此，在使用固定频率的他激型驱动机构时，降低次级侧谐振电路的Q值，作为宽广的谐振特性，以对应频率的偏移。按如此理由，对于固定频率的他激型驱动机构而言，将难以提高次级侧的谐振电路的Q值。
另一方面，欲借以往电流谐振型电路驱动Q值较低的次级侧谐振电路时，即产生一使振荡难以持续的现象。为此，在借电流谐振型进行驱动时，必须要注意Q值不能过低。
然而，一般的冷阴极管用升压变压器对于次级侧谐振电路的Q值并不会设定太高。这也就是为什么说设定高Q值的技术思想在本发明申请时，并不能说是于熟悉该技术人士(该业者)间已呈公知状态的缘故所在。
因此，为对应市面上的固定频率驱动用的升压变压器，借使初级侧耦合电容器Cc值降低，与升压变压器初级绕组侧的漏电感同时谐振，以使耦合电容器Cc参与谐振，确保振荡稳定且持续进行。惟，这些对策中却具有升压变压器易发热的问题。
图1是一实施例的电路图，显示令本发明电流谐振型电路的电流检测机构当作升压变压器的次级侧；图2是显示本发明谐振电路的实施例的等效电路图；图3是一电路图，显示本发明电流谐振型电路是以中心抽头式电路构成的实施例；图4是一实施例的电路图，显示本发明电流谐振型电路的电流检测机构所得的升压变压器次级绕组上的电流检测信号以决定开关机构的切换时序；图5是另一具体实施例的电路图，显示本发明电流谐振型电路是以中心抽头式电路构成；图6是一波形图，显示出现在冷阴极管用升压变压器的初级绕组有不预期的谐振电流；图7是另一实施例的电路图，显示本发明电流谐振型电路的电流检测机构当做为升压变压器的次级侧；图8是输出波形的时序图，说明图7所示电路的电力控制形态；图9是一具体实施例的电路图，显示本发明电流谐振型电路的电流检测机构以全桥式电路构成；图10是输出波形的时序图，说明图9所示电路的电力控制形态；图11是一说明图，显示以往技术中连升压变压器的初级侧驱动电路包含在内的次级侧谐振电路的等效电路；
图12是一说明图，显示借图11的等效电路进行模拟时的相位特性(上)及传递特性(下)，其中横轴为频率；图13是显示图2电路的等效电路图；图14一说明图，显示借图13等效电路进行模拟时的相位特性(上)及传递特性(下)，其中横轴为频率；图15是显示图4电路的等效电路图；图16是显示图15等效电路进行模拟时的相位特性(上)与传递特性(下)，其中横轴为频率；图17是显示本发明电压有效值与电流相位的关系，令流通角缩小且使反相器电路的电力缩小时的电力控制机构；图18是显示本发明电压有效值与电流相位的关系，令流通角加大且使反相器电路的电力增加时的电力控制机构；图19是显示以往集电极谐振型反相器电路的电路图；图20是显示以往冷阴极管用反相器电路例的电路图；图21是一说明图，用以说明图20所示的反相器电路的次级侧电路的谐振频率为初级侧电路的振荡频率的3倍；图22是一说明图，说明图20反相器电路的振荡频率及3次高谐波合成，而产生梯形波；图23是一说明图，显示图25反相器电路中，实际3倍谐振型电路在冷阴极管上所流经的电流波形；图24是一说明图，显示以往变压器，其是用以于3倍谐振者，其磁路构造为闭路式但漏磁通量多的形态；图25是一说明图，说明fo与fr之间的关系与时代一同变迁者，fo为反相器电路的驱动频率、fr为次级侧电路的谐振频率；图26是一说明图，以往反相器电路的一形态中是由驱动机构侧所视的功率改善手法；图27是以往做为代表的零电流开关型电路的形态；图28是显示用以说明以往零电流开关型电路动作的控制波形及其相位关系的说明图；Fig.11A、B是显示完全不进行电力控制的状态、Fig.11C、D则显示进行有电力控制的状态；图29是显示用以说明以往零电流开关型电路动作的控制波形及其相位关系的说明图；Fig.11E、F是显示电压有效值的相位位于电流有效值相位之前的状态下欲使零电流开关动作的形态，Fig.12A、B则是显示不是零电流开关动作控制的形态；图30是显示以往热阴极管所公知电流谐振型的电路图；图31是一电路图，显示将以往电流谐振型电路、DC-DC转换器电路及漏磁通量型变压器组合成的冷阴极管用反相器电路的调光电路；图32是一说明图，显示以往零电流开关型电路中在检测零电流后在将开关机构呈ON状态后经过一段时间后再将开关机构呈OFF状态的方法；图33是一说明图，显示以往零电流开关型电路的RS正反器是以零电流进行设定并经过一定时间后再重设；图34是显示以往电流谐振型放电管用反相器电路例的电路图；图35是一电路图，说明以往电流谐振型电路以半桥式电路构成时的冷阴极管点亮用的反相器电路；图36是一说明图，说明以往电流谐振型电路中的开关在零电流点上执行的状态；图37是一相位图，显示以往零电流开关型电路中电力大时赋予升压变压器初级绕组的电压与电流间的关系；图38一相位图，显示以往零电流开关型电路中电力小时赋予升压变压器初级绕组的电压与电流间的关系；图39是一说明图，显示在以往零电流开关型电路中与电压有效值相位相比，电流波形的相位延迟多少时，延迟角与流通角(负载比)间的关系；图40是一说明图，说明以往零电流开关电路中借延迟角决定反相器电路的动作频率；图41是一于以往零电流开关电路中令初级侧换算的负载电流为a时的功率检讨示意图；图42是一说明图，显示针对图41的功率检讨时的初级侧换算负载电流、激磁电流、初级绕组电流的关系。
具体实施方式下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。本发明是有鉴于上述观点而构建，提供一种电源利用效率高的电流谐振型放电管用反相器电路，并可反映日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)的技术旨趣以实现一效率更高者。
以及，欲提供一种效率更高的反相器电路，在进行电力限制时也不损及功率的改善效果，且反映出日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)的技术旨趣。也就是进行电力控制时，使变压器初级侧电压的有效值相位与电流相位相等，并使功率不恶化的状态下以进行电力控制。
具体而言，本发明是提供一种反相器电路，它是电流谐振型反相器电路的电流检测机构中用以检测流经谐振电路的谐振电容器的电流，或检测流经变压器次级绕组的电流，以构成一可对应高Q值的反相器电路，对低Q值时同样稳定者。
又，进行电力控制时，采用一种使升压变压器初级绕组侧所看到的驱动电压有效值的相位与流经的电流相位之间的相位差较少的控制方法，以进行功率良好的驱动。首先，本发明谐振电路是指图2所示的形态。图2中，次级侧电路的电容分量Cw、Ca、Cs是予以合成而成为谐振电容，与漏电感Ls一同构成为升压电压器的次级侧谐振电路。此时的Z为放电管阻抗。此时，Ei＝Es·k·N2/N1；k为耦合系数、N1，N2各为初级绕组及次级绕组的匝数。
又，反相器的振荡频率是借由该次级侧电路的谐振频率来决定。令谐振频率为fr时，该fr则如下所示。
fr=12πLs·(CW+Ca+Cs)]]>本发明的电流谐振型电路的振璗频率是借由一并载串联谐振(Parallel loaded serial resonance)电路的作用，使上述频率或稍低的频率形成振荡频率。
以往是借由固定频率机构的他激型驱动的次级侧电路为例，次级侧电路的各个参数是在14时大小的笔记型个人电脑例中，放电管阻抗Z大约为100kΩ，反相器电路的动作频率大约为60kHz，在如此条件下，漏电感Ls的适用值为240mH乃至280mH，次级侧电容的适用值则为25pF乃至30pF。
这些参数是可依据液晶背光装置或面光源的尺寸、方式等条件而适当变更，但上述计算式仍可以照常使用。
图1是以电流谐振型电路的电流检测机构构成升压变压器的次级侧的一实施例。T1为升压变压器、Ls为次级绕组的漏电感，Cw为绕组的分布电容，Ca为调整谐振频率而适当连接的电容，Cs为发生在冷阴极管周边的寄生电容。
在此形态中，以电流检测机构为仲介而连接于谐振电容器Ca的接地侧时，将该电流检测机构所产生的电压利用在开关机构的切换。通常开关机构可为所认知的冷阴极管用反相器电路的开关机构，也可以使用半桥式、全桥式、中心抽头式、开关缓冲形态等开关机构。
前述电流检测机构可为电阻，又，也可以为变流器或电流检测元件与放大电路，这些作用及效果相同。
图3是显示中心抽头式电路所构成的具体实施例。
升压变压器T1的初级绕组具有中心抽头，中心抽头连接于电源。另两个端子上各有开关机构的晶体管Q1、Q2为仲介而接地。该实施例基本上为电流谐振型电路，因此需要一种启动机构。图中，电阻R1、电容C1、闸流器S1、二极体D1、齐纳二极体ZD则构成该启动机构。Ca是辅助附加于谐振频率调整用的谐振电容器，R2是用以检测流经Ca的电流的电流检测机构。谐振电流是除了谐振电容器Ca也流经分布电容Cw及寄生电容Cs，这些电容的电容分量等效地并联在谐振电容器Ca，因此流经谐振电容器Ca的电流是与流经全部的电容性部分的谐振电流相位相等。因此可检测流经谐振电容器Ca的电流时，便可检测出正确的谐振电流的相位。U1为比较器，借由电阻R2检测的电流，以使晶体管Q1、Q2开启或关闭。
其次，图4所示电流检测机构是一用以检测流经升压变压器的次级绕组的电流，借该检测信号以决定开关机构的切换时序。
图5是显示具有以中心抽头式电路构成的一实施例。
上述电路都不具有电力控制机构，因此为控制放电管的管电流时，只能控制电源电压。
在此如下显示一利用电流检测机构所产生的电压以进行电力控制的方法。图7是以中心抽头式构成；图9则是全桥式构造。此时的电流检测机构也包括以往电流谐振型的电流检测机构在内。
惟，如特愿2004-318059说明书及特公昭63-005996号公报所揭示，在冷阴极管用升压变压器的初级绕组上有图36的「未预期谐振」，大多不能成为图36所示的理想正弦波。该「未期望的谐振」是在以往电流谐振型的电流检测机构中与反相器电路的动作不稳定有关，因此须要注意。
另一方面，前述图3所示的电流检测机构是用以检测流经谐振电容器的谐振电流，得到最接近正弦波的波形。前述图4所示的电流检测机构是形成一含有稍微变形的正弦波。
又，借放电管的定额电压特性，图3中检测的电压具有一与管电流大小无关，形成约略一定的电压性质，因此不进行特别的波形调整，也可以轻易组装一如此比较器的控制电路为特征所在。
根据图8，说明图7所示电路的电力控制形态时可知，电流检测机构的电阻R2所产生的电压是赋予比较器A2、A3。比较器A2及A3是为了相对于电阻R2的电压以逆相位比较时而连接。电阻R2的另一端则连接于基准电压Vref，但这是对比较器赋予基准电压。Bc是调光用的比较电压，该比较电压是以电阻R6为中介而赋予于比较器A3一边的输入端子，并借运算放大器A1进行相位反转，也赋予于比较器A2。又，图7电路中，借二极体D2、D3、电阻R4、电容C1检测管电流，构成管电流负回馈电路。
结果这些电压是与借由比较器A2及A3在电流检测机构的电阻R2所产生的电压相比，以产生晶体管Q1、Q2的开关信号。这些开关信号如图8所示，成互补关系，因此各自交相地赋予于晶体管Q1及Q2的栅极，使晶体管Q1及Q2切换。
所述切换时序是在以电阻R2所产生的正弦波的顶点或谷底为中心，使其OFF时间增减的状态来决定者。又，AND电路G1是以这些信号为基础，生成晶体管Q3的切换时序。在此重要的是在借使晶体管Q3形成ON时，朝升压变压器T1的初级绕阻赋予电压，使得赋予于升压变压器初级绕组的电压有效值的位与电流检测机构的电阻R2所产生的电压及谐振电流的相位约略一致。
其次，如下说明该反相器电路的动作频率是如何决定的。
假设，使反相器电路的动作频率提高，使得比次级侧电路的频率还高时，电流检测机构R2所产生的电压相位是相对于赋予于升压变压器初级绕组的电压有效值的相位稍微延迟。其结果，使经由比较器A2及A3所产生的开关信号的相位也延迟，使得反相器电路的频率降低。反过来说，反相器电路的动作频率降低时，则使经由比较器A2及A3所产生的开关信号的相位前进，使得反相器电路的动作频率提高。
如此一来，反相器电路的动作频率是自动与次级侧电路的谐振频率一致。
也就是，其电路是一可自动地寻找次级侧谐振电路的谐振频率，在设定次级侧电路的电容分量Cw、Ca、Cs较小时，则谐振频率变高，随此反相器电路的谐振频率也提高。反过来说，设定次级侧电路的电容分量Cw、Ca、Cs较大时，谐振频率变低，随此，反相器电路的谐振频率也降低，因此为了调光而进行电力控制时，反相器电路的动作频率也始终与次级侧电路的谐振频率一致。
在任一种控制状态下都不是检测流经开关机构的电流，完全不需要零电流的资讯特征上，与零电流开关机构的技术思想上有极大差异。
其次，图7电路构成晶体管Q1及晶体管Q2的ON时间相互重叠，但这是一个展现出重叠期间中令流经升压变压器初级绕阻的电流使零电位短路的作用。
然而，重叠并不是对于反相器电路的效率改善上必要的状态。在小电力用途上，MOS型场效晶体管FET一般是以所内设的二极体替代，大电力用途上也可以用顺向电压Vrf较低的肖特基型二极体并联来代替。
反倒是用肖特基型二极体代替，且设置适当的再生期间，较能使流经升压变压器初级绕组的电流较接近于正弦波。
因此本实施例只不过是本发明最简单构成的一种形态而已，如本发明人的申请案”特愿2004-318059”所示，适当设置再生期间，可阻碍未预期的谐振，又，也可以省略晶体管Q3，使晶体管Q1与Q2的切换相位倒转，除了ON时间外其余时间作为再生期间，以进行电力控制。
其次，图9是显示以全桥式电路所构成是实施例，比较器A2、A3的输出为止之前基本结构不变。因为是全桥式电路，为了不使于构成一边的推拉电路的晶体管Q3-Q1间，或，晶体管Q4-Q2间的贯穿电流产生，用以防止上下的晶体管ON时间重叠的空档时间是不可或缺的。此外，针对空档时间的必要性是已为公知。该时序是借由延迟电路及G1至G4的栅极所生成。
耦合电容器Cc的目的是在于全桥式电路的切换时序变得不稳定而失去平衡时截断流经升压变压器初级绕组的电流。此外，在本发明中针对耦合电容器Cc，宜具有够大的电容，才以可使其与谐振无关的方法较佳。
以往技术的固定频率型驱动机构或零电流型驱动机构大多是将该耦合电容器Cc的电容值设定为小值，以当做部分谐振电路使用。惟，该方法是在实施时伴随有变压器初级绕组的发热，使得反相器电路的转换效率恶化。
而且，在此只是参考，也就是将图9显示电路所进行的电力控制形态示于图10。除了设有空档时序外，基本波形是和图8形态相同。
以上实施例是针对借操作放大器及栅极电路所构成的形态进行说明，但电路整体上也可以设有A/D转换器、数位计时器、加法器及度量比较器，又，也可以使用中央控制单元CPU等机构，经由计算来产生各开关机构的控制信号。
此外，用以实现本发明的电路方式有很多，这些方式都与本发明均等。
(作用)首先，如下说明电流谐振型的驱动机构为何可以对反相器电路提供高效率的一般理论。
图11是显示以往电流谐振型电路的冷阴极管用反相器电路中，其升压变压器与负载的冷阴极管的关系，以及升压变压器的初级侧驱动电路包含在内的次级侧谐振电路的等效电路说明图。在这个等效电路中，升压变压器是以三端子等效电路来表示。
在美国专利第6,114,814-B1号、第6,633,138号或第6,259,615号，及日本专利公开公报2002-233158号中称为tank circuit(储能电路)，在特开昭59-032370号公报则称为谐振电路，又，本发明人的专利第2733817号公报(美国专利第5495405号公报)及特开2003-168585号中则称为谐振电路，但都是指同一物。此时，电流检测机构是设于升压变压器的初级侧。
在该图11中，Cc为初级侧的耦合电容，其设置目的是为了诸如在以往电流谐振型电路中作截断电流用，或驱动机构为full-bridge(H-Bridge)(全桥)电路时，将开关不平衡所得到的直流成分截断而插入。冷阴极管用的反相器电路中一般具有相当大的值，此可以使它与谐振不相干。又，令耦合电容器Cc与谐振相关时，则反相器电路的发热会增多，转换效率会降低。
Le是变压器的漏电感(依关系学会的称呼)，用以与借着JIS测定法的漏电感(JIS)Ls区分。M为变压器的互感。Cw为变压器次级绕组的分布电容、Ca是用以调整谐振频率时适度附加的谐振电容、Cs是放电管周边所发生的寄生电容、这些予以合成后便成为次级侧谐振电容，Z为放电管阻抗。
另，只作为参考，也就是变压器绕组的自感为Lo、耦合系数为k时，则这些数据间的关系如下所示。
Le＝k·LoM＝(1-k)·LoLs=Le+11Le+1M]]>又，在一般电流谐振型电路中，检测谐振电流的检测机构是设于变压器的初级侧，以检测变压器初级侧的输入电流。
使用前述等效电路进行电路模拟时，可以获得如下结果。
也就是借由前述等效电路进行模拟时，在一图12中显示相位特性(上)与传递特性(下)的说明图中，各横轴表示反相器电路的驱动频率，图12(上)是显示由变压器初级侧观察的电压与电流间的相位关系图，图12(下)则是赋予放电管阻抗Z的电压的传递特性。在图12中，放电管的阻抗Z是呈3阶段变化。A是指阻抗高、b为阻抗中、c则为阻抗低的形态。
可驱动冷阴极管时的次级侧的谐振电路称为并载串联谐振电路，因应负载而具有升压作用。此时，图12(上)中，在相位特性与零度线交叉的频率上，决定反相器电路的驱动频率。如下详细说明。
观察放电管的阻抗Z在高、中、低状态的变化下的相位特性，与谐振电路的阻抗相比，随着放电管的阻抗降低，如图12(上)所示，图11的电流检测机构1所检测的电流相位是比谐振电流的相位迟缓，反相器电路的振荡频率是以较谐振电路的谐振频率还低的频率而可振荡者。
接着，阻抗小时，便没有与零度相交的频率。这是显示在以往电流谐振型放电管用反相器电路中，放电管的阻抗Z变小到超过某一限度时，便无法持续振荡。这在零电流开关型驱动电路中被称为公知的”暴走”现象，当做是零电流开关型驱动机构的缺点。在此，放电管阻抗较低的形态是指在图11的等效电路中谐振电路的Q值较低者。
电流谐振型电路也就是指如相位特性所示，可自动寻找反相器电路的振荡频率中升压变压器初级侧的电压相位与电流相位之间没有相位差的频率而进行振荡的电路。也就是电流谐振型电路是选择功率良好的频率后再进行运作，结果由于升压变压器的初级绕组侧几乎没有激磁电流流动，因此减少升压变压器初级绕组的铜损，可提升反相器电路的转换效率。
如上说明一借着以往电流谐振型电路而驱动并载串联谐振电路时的作用，但其次针对本发明的电流谐振型电路的作用进行说明。
图13显示将图1电路替换成等效电路，以此为主进行电路模拟时如下所示。
图14(上)及图14(下)中，横轴为频率，图14(上)为相位特性、图14(下)则表示传递特性。A是显示冷阴极管的阻抗为大；b为阻抗为中；c则显示阻抗为小的形态。
本发明的电流谐振型电路中，借着检测流经谐振用电容器Ca的电流，决定开关机构的切换时序。因此，图14(上)中，a、b、c的相位特性与零度相交叉的频率中，将决定反相器电路的动作频率。
又，负载的阻抗为高、中、低的任一形态时，反相器电路的动作频率不变为特征所在。
进而，与以往电流谐振型电路不同点在于在负载阻抗小且谐振电路的Q值低时反相器电路的振荡也可以持续，没有暴走现象也是特征所在。这是因为其与以往电流谐振型电流检测方法不同，只单纯地检测谐振电流而已。因此该检测方法是不受流经负载的电流大小影响。因此可期待在从负载阻抗低的状态直到高的状态般在宽广低负载范围中做稳定状态的动作。
其次，针对根据图15的电流检测机构的电流谐振型电路的作用进行说明。
图15是显示将图4电路替换成等效电路的形态。电流检测机构安装在升压变压器次级绕组的接地侧，或安装在高压侧，在电路模拟上也是相同。
以此为主进行电路模拟时如下所示。
在图16(上)及图16(下)中，横轴为频率，图16(上)则表示相位特性；图16(下)与前述图12、图14同样是表示传递特性。a是冷阴极管的阻抗为大，b是阻抗为中、c则为阻抗为小的形态。
在本发明电流谐振型电路中检测流经升压变压器的次级绕组的电流，以决定开关机构的切换时序。因此在图16(上)中，a、b、c的相位特性与零度相交的频率下决定反相器电路的动作频率。
又，本形态的特征是随着负载的阻抗高、中、低的变化，反相器电路的驱动频率也变低者。在此也具有一特征，也就是与以往电流谐振型电路不同的是负载的阻抗较小、谐振电路的Q值较低时，也可以使反相器电路持续振荡，并没有暴冲现象。因此，可期待一在负载阻抗从低直到高状态般的广泛负载范围下也可以做到稳定动作。
而且，由变压器初级绕组侧所看到的电压有效值相位与电流相位相近的关系来看，也是功率良好者。
其次，针对本发明的电力控制机构，说明其作用。
在本发明中，不只是不进行电力控制的形态，在电力控制机构中也不使功率变化。
将本发明的电力控制机构示于图17及图18。图17是显示使流通角缩小且将反相器电路的电力缩小的形态，图18则是扩大流通角且提高反相器电路的形态。电压波形以电流波形的尖峰为中心改变流通角，控制电力。任一形态中都是控制成使以虚线所示的电压有效值的相位与电流的相位略同，因此由升压变压器初级绕组侧所看到的功率始终良好。
这便意指几乎没有激磁电流流经。几乎没有激磁电流流经的意思是代表只要在理想条件下进行驱动时，升压变压器的初级绕组的自感即使小也可以，这便是从根本开始改变放电管用的升压变压器的设计概念。
这也就是磁芯材料的透磁率可比以往者低，变压器的初级绕组及次级绕组的匝数也可以比以往变压器少。尤其是在变压器次级绕组的匝数过多时，如专利第2733817号及专利发明申请案特愿2003-365326号所揭示，借着变压器次级绕组的分布常数性，实现密耦合/疏耦合的结构(也就是1/4λ的自发谐振)，这些自发谐振现象是成为用以决定放电管用升压变压器中，次级绕组匝数最大值的重要参数，因此可以将次级绕组的匝数减少便具有重要意义。思索特愿2003-365326所揭示的旨趣，便暗示着可以实现一形状小且可变换更大电力的升压变压器。
依本发明所示，是一与以往的集电极谐振型电路相比也毫不逊色的简易电路，但仍然可以将反相器电路的转换效率大幅提升。结果还可以将反相器电路的发热降低。
另外，也可以应用本发明的基本旨趣以构成积体电路，此时IC内部的电路结构也极为简洁，因此可以构成一成本极低的电路。
而且，反相器电路的动作频率是为了正确反映次级侧谐振电路的谐振频率，所以也可轻易地对应寄生电容变动所造成的频率偏移，于是可以提高反相器电路的可靠性。
此外，放电管周边所产生的寄生电容值是用以订定次级侧电路的谐振频率的重要参数，但在本发明申请时，仍旧尚未标准化。
这些对于工业发展上成为极大问题，但依本发明，电流谐振型电路自动地找到最适当的驱动频率，因此即使这些重要的参数未曾揭示，反相器电路也能轻易动作。
而且，认为对于本领域的熟练技术人员，也能同时进行与次级侧电路的放电管周边寄生电容的重要性有关的启发。
而且，依本发明，设定次级侧谐振电路为高Q值，因此可以实现一种反相器电路，可使得反相器电路的动作频率稳定，进行电力控制时的频率变动也较少。
而且，同时变压器也呈现小型化。反过来说，使用与以往的集电极谐振型电路所使用的变压器同一外径尺寸的形态中，可以使用大概50％至100％的大电力。此时，无须赘言的是，须变更变压器次级绕组的匝数，以变更成具有适当漏电感值。按此实现的变压器的外径尺寸形状与以往形态同一，但不用说其电气特性当然是完全不同。
而且，在以一个反相器电路同时将多数放电管点亮时，也可以将次级侧电路的Q值设定在高值，因此便可易于实现一种以单一电路使得多数放电管点亮的电路。
而且，在外部电极冷阴极管(EEFL)等驱动中，借由谐振升压，也可以高电压驱动，实现一可以高效率驱动的反相器电路。
权利要求
1.一种电流谐振型放电管用反相器电路，其特征在于包含一升压变压器，该升压变压器的次级侧绕组侧的漏电感与次级侧电路的电容分量构成一谐振电路，设有一电流检测机构，是用以检测该升压变压器的次级侧电路的电容分量中所含的辅助谐振电容与流经该辅助电容的电流，并具有一用以接收该电流检测机构的输出以决定切换时序的开关机构，该开关机构是驱动该升压变压器的初级侧绕组，使该升压变压器的次级绕组的漏电感与含有该辅助谐振电容构成一串联谐振电路，并以该串联谐振电路的谐振频率实现自激振荡。
2.一种电流谐振型放电管用反相器电路，其特征在于该电流谐振型反相器电路具有一升压变压器，并设有用以检测流经该升压变压器中次级绕组的电流的电流检测机构，及一用以接收该电流检测机构的输出以决定切换时序的开关机构，该开关机构是驱动该升压变压器的初级侧绕组，使该升压变压器的次级绕组的漏电感与含有该辅助谐振电容的电容分量构成一串联谐振电路，以该串联谐振电路的谐振频率实现自激振荡。
3.如权利要求1或2所述的电流谐振型放电管用反相器电路，其特征在于该升压变压器的初级绕组具有中心抽头，该中心抽头是与电源相连接，另两个端子则各以开关机构的晶体管为中介接地。
4.一种电流谐振型放电管用反相器电路，其特征在于该电流谐振型反相器电路具有权利要求1至3中任一项的电流检测机构，使该电流检测机构所产生的电压与电力控制信号的电压相比时，以该电流检测机构所产生的电压的正向侧峰值或负向侧峰值为中心，可产生一时间上前后均等扩展的控制波形，并借由该控制波形使得开关机构导通。
5.一种电流谐振型放电管用反相器电路，该电流谐振型反相器电路是以全桥式电路构成，该全桥式电路具有一升压变压器，具有用以检测流经该升压变压器的次级绕组中电流的电流检测机构，使该电流检测机构所产生的电压与电力控制信号的电压相比时，以该电流检测机构所产生的电压的正向侧峰值或负向侧峰值为中心，可产生一时间上前后均等扩展的控制波形，并借由该控制波形使得开关机构导通。
6.一种电流谐振型放电管用反相器电路，是以权利要求5的电流检测机构作为权利要求1的电流检测机构。
全文摘要
本发明的目的在于提供一种稳定性高的电流谐振型反相器电路，并是借由检测次级侧电路的谐振电流来实现。本发明具有一升压变压器，该升压变压器的次级侧绕组的漏电感与次级侧电路的电容分量构成一谐振电路，并设有一电流检测机构，用以检测该升压变压器的次级侧的电容分量所含的辅助谐振电容与流经该辅助电容的电流，且具有一用以接收该电流检测机构的输出以决定切换时序的开关机构，该开关机构是驱动该升压变压器的初级侧绕组，使该次级绕组的漏电感与该辅助谐振电容构成一串联谐振电路，并以该串联谐振电路的谐振频率实现自激振荡者。
文档编号H05B41/14GK1805644SQ20061000480
公开日2006年7月19日 申请日期2006年1月11日 优先权日2005年1月12日
发明者牛岛昌和 申请人:牛岛昌和, 陈宏飞