专利名称：结合模拟及数字调光的背光源驱动装置的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种背光源驱动装置，且特别涉及一种结合模拟及数字调 光的背光源驱动装置。
背景技术：
由于液晶本身不具发光特性，液晶显示器必须在液晶面板后面加上背光源
提供光线，方能达到显示的功能。目前液晶显示器多采用冷阴极荧光灯(Cold Cathode Fluorescent Lamp,简称为CCFL)作为背光源。CCFL有一些特殊性能， 考虑到最大化其效率、寿命和实用性，需要一驱动装置将电源转换成频率40kHz 至80kHz的交流弦波以驱动CCFL,且在CCFL启动进入正常工作状态后，CCFL 的工作电压在400Vrms至lOOOVrms,流过CCFL的灯管电流在3mArms至7mArms。 灯管电流越大，CCFL的亮度越亮。
请参照图1，其为一种现有的CCFL驱动装置的方块图。CCFL驱动装置1 包括切换式逆变器(switching inverter) 11、升压变压器12、谐振电路13、 反馈电路14以及控制电路15。切换式逆变器11例如是半桥式、全桥式或推挽 式逆变器，其利用功率开关的切换将输入直流电压Vdc转换成方波形式的交流 电压Vacl。方波形式的交流电压Vacl经过升压变压器12升压后，再经过谐振 电路13滤波成近似弦波形式的输出交流电压Vac2,以驱动CCFL2。反馈电路 l4侦测流过CCFL 2的灯管电流I lamp,并据以输出反馈电压Vfb。控制电路 15依据反馈电压Vfb输出控制信号Vctrl，以控制切换式逆变器11功率开关 的切换，使CCFL2的亮度稳定。控制电路15还接收调光信号Vdim,使用者可 通过调光信号Vdim调整CCFL 2的亮度。现有的调整CCFL 2亮度的方式可分 为模拟调光及数字调光两种，其中数字调光一般又称为突发模式(burst mode) 调光或低频脉宽调制(Pulse Width Modulation,简称PWM)调光，其兼具有调 光范围宽广、调光线性度佳及电路实现容易等优点而为目前最常见的调光方 式。
4当CCFL驱动装置1采用模拟调光时，其调光信号Vdim为直流形式的信号， 通过改变调光信号Vdim的直流电平来改变CCFL 2的灯管电流Ilamp大小，而 达到调整CCFL2亮度的调光功能。在实际上， 一种方式是固定切换式逆变器11 功率开关的切换频率，但依据调光信号Vdim的直流电平来改变其责任周期 (duty cycle),进而改变传送到CCFL2的能量多寡以改变灯管电流Ilamp大小。 还有一种方式是依据调光信号Vdim的直流电平来改变切换式逆变器11功率开 关的切换频率，进而改变谐振电路13的阻抗以改变灯管电流Ilamp大小。
请参照图2(A)及图2(B),其为现有的模拟调光的灯管电流波形示意图。 在本例中，在图2(A)时，灯管电流Ilamp为7mArms;在图2(B)时，灯管电流 Ilamp为3mArms。因此，CCFL2的亮度在图2 (A)时比在图2 (B)时为高。
当CCFL驱动装置1采用数字调光时，其调光信号Vdim为P丽形式的信号， 且由于其频率远低于驱动CCFL 2的频率40kHz至80kHz的交流弦波，故称此 调光信号Vdim为低频PWM调光信号，或简称为P丽调光信号。P丽调光信号 Vdim在一周期内包括一使能期间和一禁能期间，在使能期间时打开CCFL 2使 其亮，在禁能期间关闭CCFL 2使其暗，另定义其责任周期为一使能期间除以 一周期，并以百分比表示。由于PWM调光信号Vdim的频率通常在100Hz以上， 在人类视觉暂留的影响下人眼感觉不到CCFL 2 —下亮一下暗，只能感觉到这 个变化的平均值(即平均亮度)，因此，固定CCFL 2的灯管电流Ilamp大小， 通过改变PWM调光信号Vdim的责任周期来改变CCFL 2亮和暗的比例，进而改 变CCFL 2的平均电流大小，达到调整CCFL 2亮度的调光功能。
请参照图3(A)至图3(C),其为现有的数字调光的灯管电流波形示意图。 在本例中，固定灯管电流Ilamp为额定值7mArms,但利用频率200Hz、不同责 任周期的P丽调光信号Vdim来改变CCFL 2的平均电流大小，如在图3(A)时， PWM调光信号Vdim责任周期为80%,灯管电流I lamp平均值为7mArms x 80% = 5.6mArms;在图3(B)时，PWM调光信号Vdim责任周期为40%,灯管电流Ilamp 平均值为7mArms x 40°/。= 2. 8mArms;在图3(C)时，PWM调光信号Vdim责任周期 为30°/。，灯管电流Ilamp平均值为7mArms x 30°/。= 2. lmArms。因此，CCFL 2的 平均亮度在图3(A)时比在图3(B)时为高，而在图3(B)时又比在图3(C)时为高。
显示器性能优劣的一项重要参数就是画面的亮度对比值，亮度对比值指的 是当亮度调至最高亮度及最低亮度下所量测出来的数据的比值。高亮度对比的 显示器往往较吸引客户的亲睐，因为其让灰阶层次可更加细腻，且可带给使用者更锐利、清晰的视觉影像。对于需要背光源提供光线以达到显示功能的显示 器(如液晶显示器)，调整画面的亮度即是调整背光源所提供的亮度。所以，有 需要改良现有的背光源调光方式以得到更高的亮度对比值。
发明内容
本实用新型的目的就是在于提出 一种结合模拟及数字调光的背光源驱动 装置，其具有更高的亮度对比值。
为了达成上述目的及其它目的，本实用新型提出一种结合模拟及数字调光 的背光源驱动装置，其包括一切换式逆变器、 一反馈电路、 一控制电路以及一 责任周期侦测器，其中切换式逆变器耦接至一背光源，反馈电路耦接至背光源，
控制电路耦接至反馈电路及切换式逆变器，责任周期侦测器耦接至反馈电路； 另外，切换式逆变器接收一输入直流电压，控制电路及责任周期侦测器均接收 一脉宽调制调光信号。
切换式逆变器在脉宽调制调光信号使能期间将输入直流电压转换成输出 交流电压以打开背光源，在脉宽调制调光信号禁能期间不传送能量以关闭背光 源。反馈电路接收背光源输出的灯管电流。在脉宽调制调光信号责任周期大于 一临界责任周期时，反馈电路依据灯管电流输出一第一反馈电压，而控制电路 则在脉宽调制调光信号使能期间依据第一反馈电压控制切换式逆变器使灯管 电流固定在一第一电流值。在脉宽调制调光信号责任周期小于或等于临界责任 周期时，责任周期侦测器调整反馈电路的阻抗使反馈电路依据灯管电流输出一 第二反馈电压，而控制电路则在脉宽调制调光信号使能期间依据第二反馈电压 控制切换式逆变器使灯管电流固定在一第二电流值，第二电流值小于第 一 电流 值。
本实用新型的有益效果在于本实用新型以数字调光为基础，利用责任周 期侦测器在侦测到脉宽调制调光信号责任周期小于或等于临界责任周期时，改 变反馈电路的阻抗以模拟调光方式降低灯管电流大小，使平均亮度进一步降低 而提高亮度对比值。
图1为一种现有的CCFL驱动装置的方块图2(A) ~图2 (B)为现有的模拟调光的灯管电流波形示意6图3(A) ~图3(C)为现有的数字调光的灯管电流波形示意图； 图4(A) ~图4(C)为依照本实用新型一实施例的结合模拟及数字调光的灯 管电流波形示意图5为依照本实用新型一实施例的结合模拟及数字调光的CCFL驱动装置 的方块图，其可实现图4(A) ~图4(C)所示灯管电流波形示意图； 图6为图5所示CCFL驱动装置5方块图的一具体实施电路图； 图7为图6所示责任周期侦测器66的另一实施例的电路图。 附图标记说明l-CCFL驱动装置；11-切换式逆变器；12-升压变压器；13-谐振电路；14-反馈电路；15-控制电路；2-冷阴极荧光灯(CCFL) ; 5-CCFL驱动 装置；51、 61-切换式逆变器；52、 62-升压变压器；53、 63-谐振电路；54、 64-反馈电路；55、 65-控制电路；56、 66、 76-责任周期侦测器；651-误差放 大器(EA); 652-比较器(CMP); 65 3-振荡器;654-输出驱动器；761-比较器(CMP); Cl、 C2-电容器；Cd、 Cf-滤波电容器；Cp-谐振电容器；Db、 Dd-二极管；Drl、 Dr2-整流二极管；Dml 、 Dm2-体二极管；Il-第一电流值；12-第二电流值；Ilamp-灯管电流；Llk-谐振电感器；Mnl、 Mn2-功率开关；Mn3-开关；Rdl、 Rd2-分压 电阻器；Rfl、 Rf2、 Rf3-反馈电阻器；Rsenl、 Rsen2-侦测电阻器；VI-第一反 馈电压；V2-第二反馈电压；Vacl-交流电压；Vac2-输出交流电压；Vctrl、 Vgl、 Vg2-控制信号；Vdc-输入直流电压；Vdim-调光信号；Verror-误差电压；Vfb-反馈电压；Vpwtn-脉宽调制(PWM)调光信号；Vramp-斜波电压；Vref-参考电压； Vth-临界参考电压。
具体实施方式
为让本实用新型的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举 较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下
显示器画面的亮度对比值指的是当亮度调至最高亮度及最低亮度下所量 测出来的数据的比值。对于需要背光源提供光线以达到显示功能的显示器(如 液晶显示器)，其最高亮度将受限于背光源所能提供的最大亮度(如在数字调光 下固定灯管电流为额定值并将P丽调光信号责任周期调整为100W,要提高最 高亮度是不可行的。因此，本实用新型以数字调光为基础，在平均亮度低到某 程度后(如在PWM调光信号责任周期小于或等于一临界责任周期时)进一步利用 模拟调光降低灯管电流大小，使平均亮度进一步降地而提高亮度对比值。请参照图4(A)至图4(C),其为依照本实用新型一实施例的结合模拟及数 字调光的灯管电流波形示意图。在本例中，临界责任周期为30%。在P醫调光 信号责任周期大于临界责任周期(30W时，如图4(A)及图4(B)所示，固定灯管 电流Ilamp为额定值7mArms，但利用频率200Hz、不同责任周期的PWM调光信 号来改变背光源的平均电流大小。在P丽调光信号责任周期小于或等于临界责 任周期(30W时，如图4(C)所示，利用模拟调光降低并固定灯管电流Ilamp为 3mArms,再利用频率200Hz、不同责任周期的PWM调光信号Vdim来改变CCFL 2 的平均电流大小。
在图4(A)时，PWM调光信号责任周期为80°/。，灯管电流Ilarap平均值为 7mArms x 8 0%= 5. 6mArms;在图"B)时，PWM调光信号责任周期为40%,灯管电 流Ilarap平均值为7mArms x 40% = 2. 8mArms;在图4(C)时，PWM调光信号责任 周期为30°/。，灯管电流Ilamp平均值为3mArms x 30% = 0. 9mArms。因此，背光 源的平均亮度在图4(A)时比在图4(B)时为高，而在图4(B)时又比在图4(C)时 为高。另外，比较图4(A) ~图4(C)所示本实用新型的调光方式及图3(A) ~图 3(C)所示现有的数字调光，在P觀调光信号责任周期小于或等于临界责任周期 (30%)时，本实用新型的调光方式的平均亮度比现有的数字调光的平均亮度为 低；例如，图4(C)所示灯管平均电流为0.9mArms，而图3 (C)所示灯管平均电 流为2. lmArms。
请参照图5，其为依照本实用新型一实施例的结合模拟及数字调光的背光 源驱动装置的方块图，其可实现图4(A) ~图4(C)所示灯管电流波形示意图。 在本例中，背光源2以CCFL为例，CCFL驱动装置5包括切换式逆变器51、升 压变压器52、谐振电路53、反馈电路54、控制电路55以及责任周期侦测器 56。控制电路55接收P丽调光信号Vpwm，并在PWM调光信号Vpwm使能期间输 出控制信号Vctrl,控制切换式逆变器51将输入直流电压Vdc转换成方波形式 的交流电压Vacl,交流电压Vacl接着经过升压变压器52升压后，再经过谐振 电路53滤波成近似弦波形式的输出交流电压Vac2以打开CCFL 2使其亮。控 制电路55在P1^M调光信号Vpwm禁能期间输出控制信号Vctrl，控制切换式逆 变器51不传送能量以关闭CCFL 2使其暗。
另外，利用责任周期侦测器56接收PWM调光信号Vpwm并侦测其责任周期， 以便在P観调光信号Vpwm责任周期小于或等于临界责任周期时，进一步利用 模拟调光降低灯管电流大小，使平均亮度进一步降地而提高亮度对比值。在P額调光信号Vpwm责任周期大于临界责任周期时，如图4(A)及图4(B),反馈电路 54接收灯管电流Ilamp并据以产生值为第一反馈电压VI的反馈电压Vfb,而 控制电路55则在PWM调光信号Vpwm使能期间依据第一反馈电压VI控制切换 式逆变器51使灯管电流Ilamp固定在第一电流值II，如7mArms。在PWM调光 信号Vpwm责任周期小于或等于临界责任周期时，如图4(C),责任周期侦测器 56调整反馈电路54的阻抗使反馈电路54依据灯管电流Ilamp产生值为第二反 馈电压V2的反馈电压Vfb,而控制电路则在P丽调光信号Vpwm使能期间依据 第二反馈电压V2控制切换式逆变器51使灯管电流Ilamp固定在第二电流值I2， 如3mArms。其中，第二电流值12小于第一电流值11 ，且一般设计第一电流值 II为灯管电流额定值以便CCFL 2可提供最大亮度。
请参照图6,其为图5所示CCFL驱动装置5方块图的一具体实施电路图， 适用于低电平有效(low active)的PWM调光信号Vpwm,即PWM调光信号Vpwm 在低电平时为使能期间，在高电平时为禁能期间。切换式逆变器61是一种半 桥式逆变器，其包括两个由N通道金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)实现 的功率开关Mnl和Mn2,且功率开关Mnl和Mn2在漏源极间存在反并接的体二 极管(body diode) Dml和Dm2,可提供反向流通路径。两功率开关Mnl和Mn2 由其栅极所接收的控制信号Vctrl (其包括Vgl和Vg2)来控制其导通与否，在 P丽调光信号Vp飄使能期间交替地导通以便将输入直流电压Vdc转换成方波形 式的交流电压Vacl,但在P丽调光信号Vpwm禁能期间均不导通而不让输入直 流电压Vdc能量通过。升压变压器62—次侧接收交流电压Vacl，并在二次侧 产生升压后的交流电压Vacl。谐振电路63为串联谐振并联负载形式，谐振电 感器Llk和谐振电容器Cp串联耦接并跨接于升压变压器62 二次侧两端，且谐 振电容器Cp两端耦接到负载，即CCFL 2。
反馈电路64包括电流转电压电路(由侦测电阻器Rsenl和Rsen2实现)、 整流电路(由整流二极管Drl和Dr2实现)、第一反馈电阻器Rfl、第二反馈电 阻器Rf2以及第一滤波电容器Cf,其中，第一反馈电阻器Rfl第一端耦接至整 流电路的输出，第一反馈电阻器Rfl第二端耦接至第二反馈电阻器Rf2第一端 及第一滤波电容器Cf第一端，而第二反馈电阻器Rf2第二端及第一滤波电容 器Cf第二端均耦接至接地端。侦测电阻器Rsenl和Rsen2分别与相应的CCFL 2 串联耦接，以接收CCFL 2输出的灯管电流Ilamp，并产生一相应于灯管电流 Ilamp的电压信号，其中，当灯管电流Ilamp越大时，电压信号越大。此电压信号接着经过整流二极管Drl和Dr2的全波整流而产生脉冲直流形式的电压信 号，此脉冲直流电压信号接着经过第一反馈电阻器Rfl及第二反馈电阻器Rf2 的分压后再经过第一滤波电容器Cf的滤波，而在第一滤波电容器Cf第一端上 产生值为第一反馈电压VI的反馈电压Vfb。
责任周期侦测器66包括二极管Dd、第一分压电阻器Rdl、第二分压电阻 器Rd2、第二滤波电容器Cd、开关Mn3 (由N通道M0SFET实现)以及第三反馈 电阻器Rf3,其中，第一分压电阻器Rdl第一端耦接至二极管Dd阴极端，第一 分压电阻器Rdl第二端耦接至第二分压电阻器Rd2第一端、第二滤波电容器Cd 第一端及开关Mn3控制端，而第二分压电阻器Rd2第二端及第二滤波电容器Cd 第二端均耦接至接地端；另外，第三反馈电阻器Rf3第一端耦接至第一反馈电 阻器Rfl第一端，第三反馈电阻器Rf3第二端耦接至开关Mn3第一端，开关Mn3 第二端耦接至第一反馈电阻器Rfl第二端。二极管Dd阳极端接收PWM调光信 号Vpwm,此PWM调光信号Vpwm经过第一分压电阻器Rdl及第二分压电阻器Rd2 的分压后再经过第二滤波电容器Cd的滤波，而在第二滤波电容器Cd第一端(或 开关Mn3控制端)上产生一相应于PWM调光信号Vpwm责任周期的控制电压信号， 其中，当P丽调光信号Vpwm责任周期越小时，控制电压信号越大。因此，可 设计当PWM调光信号Vpwra责任周期小于或等于临界责任周期时，控制电压信 号可4吏开关Mn3栅源极电压大于临界电压(threshold voltage)而导通。 一旦 开关Mn3导通，则第三反馈电阻器Rf3与第一反馈电阻器Rfl并联耦接，此时 在第一滤波电容器Cf第一端上产生值为第二反馈电压V2的反馈电压Vfb,且 第二反馈电压V2大于第一反馈电压VI。
控制电路65包括误差放大器651、比较器652、振荡器653以及输出驱动 器654。误差放大器651正输入端耦接至反馈电路64的输出以接收反馈电压 Vfb,同时也接收P丽调光信号Vpwm,误差放大器651负输入端接收参考电压 Vref,故误差放大器651依据反馈电压Vfb及参考电压Vref的差值输出误差 电压Verror。比较器652正输入端耦接至误差放大器651的输出以接收误差电 压Verror,比较器652负输入端耦接至振荡器653以接收振荡器653输出的斜 波电压Vramp (其包括锯齿波或三角波形式的电压信号)，故比较器652比较误 差电压Verror及斜波电压Vramp,并据以输出逻辑1或0。输出驱动器654耦 接至比较器652，依据比较器652的输出产生控制信号Vctrl。当P丽调光信 号Vpwm为高电平时，二极管Db导通，反馈电压Vfb值约为前述高电平的电压
10而比参考电压Vref大得多，使误差电压Verror—直比斜波电压Vramp大，故 比较器652 —直输出逻辑1,此时输出驱动器654输出控制信号Vgl和Vg2控 制功率开关Mnl和Mn2均不导通而不让输入直流电压Vdc能量通过。当P丽调 光信号Vp誦为低电平时，二极管Db不导通，反馈电压Vfb值将由反馈电路64 阻抗决定而为第一反馈电压VI或第二反馈电压V2，使误差电压Verror大小介 于斜波电压Vramp最大值和最小值之间而比较器652输出P観形式的信号，此 时输出驱动器654输出PWM形式的控制信号Vg 1和Vg2控制功率开关Mnl和Mn2 交替地导通以便将输入直流电压Vdc转换成方波形式的交流电压Vacl。
请参照图7,其为图6所示责任周期侦测器66的另一实施例的电路图。由 N通道M0SFET实现的开关Mn3其临界电压有可能因为温度等因素产生漂移，使 临界责任周期跟着漂移。为了避免临界责任周期随着开关Mn3临界电压漂移而 漂移，因此在责任周期侦测器66的开关Mn3控制端的前加入比较器761,形成 如图7所示的责任周期侦测器76。比较器761将第二滤波电容器Cd第一端上 的控制电压信号和临界参考电压Vth进行比较，并据以输出逻辑1或0控制开 关Mn3的导通与否，其中逻辑1例如是5V电压而逻辑G例如是0V电压，故不 会受到开关Mn3临界电压漂移的影响。
综上所述，本实用新型以数字调光为基础，利用责任周期侦测器在侦测到 脉宽调制调光信号责任周期小于或等于临界责任周期(相当于平均亮度低到某 一程度)时，改变反馈电路的阻抗以模拟调光方式降低灯管电流大小，使平均 亮度进一步降低而提高亮度对比值。
以上说明对本实用新型而言只是说明性的，而非限制性的，本领域普通技 术人员理解，在不脱离以下所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，可做 出许多修改，变化，或等效，但都将落入本实用新型的保护范围内。
权利要求1.一种结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征在于，其包括一切换式逆变器，耦接至一背光源，在一脉宽调制调光信号使能期间，将一输入直流电压转换成一输出交流电压以打开所述背光源，在所述脉宽调制调光信号禁能期间不传送能量以关闭所述背光源；一反馈电路，耦接至所述背光源，接收所述背光源输出的一灯管电流；一责任周期侦测器，耦接至所述反馈电路，接收所述脉宽调制调光信号，在所述脉宽调制调光信号责任周期大于一临界责任周期时，所述反馈电路依据所述灯管电流输出一第一反馈电压，在所述脉宽调制调光信号责任周期小于或等于所述临界责任周期时，所述责任周期侦测器调整所述反馈电路的阻抗使所述反馈电路依据所述灯管电流输出一第二反馈电压；以及一控制电路，耦接至所述反馈电路及所述切换式逆变器，接收所述脉宽调制调光信号，在所述脉宽调制调光信号责任周期大于所述临界责任周期且在使能期间时，依据所述第一反馈电压控制所述切换式逆变器使所述灯管电流固定在一第一电流值，在所述脉宽调制调光信号责任周期小于或等于所述临界责任周期且在使能期间时，依据所述第二反馈电压控制所述切换式逆变器使所述灯管电流固定在一第二电流值，其中所述第二电流值小于所述第一电流值。
2. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述反馈电路包括一电流转电压电路，接收所述灯管电流并据以转换成一 电压信号； 一整流电路，耦接至所述电流转电压电路，对所述电压信号进行整流以产生一脉冲直流电压信号；一第一反馈电阻器，其第一端耦接至所述整流电路以接收所迷脉冲直流电压信号；一第二反馈电阻器，其第一端耦接至所述第一反馈电阻器第二端，其第二 端耦^妄至一^妻地端；以及一第一滤波电容器，其第一端耦接至所述第一反馈电阻器第二端及所述第 二反馈电阻器第一端并输出所述第一反馈电压，其第二端耦接至所述接地端。
3. 根据权利要求2所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征在于，所述责任周期侦测器包括一二极管，其阳极端接收所述脉宽调制调光信号； 一第一分压电阻器，其第一端耦接至所述二极管阴极端； 一第二分压电阻器，其第一端耦接至所述第一分压电阻器第二端，其第二端耦纟矣至所述4矣地端；一第二滤波电容器，其第一端耦接至所述第一分压电阻器第二端及所述第二分压电阻器第一端，其第二端耦接至所述接地端；一第三反馈电阻器，其第一端耦接至所述第一反馈电阻器第一端；以及 一开关，其第一端耦接至所述第三反馈电阻器第二端，其第二端耦接至所述第一反馈电阻器第二端，其控制端耦接至所述第二滤波电容器第一端。
4. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述控制电路包括一误差放大器，耦接至所述反馈电路，依据所述反馈电压及一参考电压的 差值输出一误差电压；一振荡器，输出一斜波电压；一比较器，耦接至所述误差放大器及所述振荡器，比较所述误差电压及所 述斜波电压，并据以输出逻辑1或0;以及一输出驱动器，耦接至所述比较器，依据所述比较器的输出产生所述控制 信号。
5. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述切换式逆变器包括一全桥式逆变器。
6. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述切换式逆变器包括一半桥式逆变器。
7. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述切换式逆变器包括一推挽式逆变器。
8. 根据权利要求1所述的结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，其特征 在于，所述背光源包括一冷阴极荧光灯。
专利摘要本实用新型是一种结合模拟及数字调光的背光源驱动装置，利用切换式逆变器在脉宽调制调光信号使能期间将输入直流电压转换成输出交流电压以打开背光源，并在脉宽调制调光信号禁能期间不传送能量以关闭背光源。在脉宽调制调光信号责任周期大于临界责任周期时，使背光源输出的灯管电流在使能期间固定在第一电流值，并在脉宽调制调光信号责任周期小于或等于临界责任周期时，使背光源输出的灯管电流在使能期间固定在第二电流值，且第二电流值小于第一电流值。因此，本实用新型以数字调光为基础，在平均亮度低到某程度后进一步利用模拟调光降低灯管电流大小，使平均亮度进一步降地而提高亮度对比值。
文档编号H05B41/36GK201349354SQ200920001578
公开日2009年11月18日 申请日期2009年1月19日 优先权日2009年1月19日
发明者王舜弘 申请人:冠捷投资有限公司