专利名称：具有连续传导模式(ccm)和不连续传导模式(dcm)操作的可调恒流源的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及信号处理领域，并且特别涉及提供支持不连续传导模式(DCM) 和连续传导模式(CCM)的可调恒流源的装置和方法。
背景技术：
切换式系统在技术上是众所周知的。图1所示是一个示例切换式系统100。切换式系统100包括切换式转换器功率级102、转换器电流控制器104和负载106。功率101被馈入切换式转换器功率级102。切换式系统100使用切换式转换器功率级102来将交流(AC) 电压(诸如线路/电源电压)转换成直流(DC)电压或直流-直流，其中，输入电流与输入电压是成比例的。转换器电流控制器104控制切换式转换器功率级102的电流，切换式转换器功率级102从而驱动负载106。图中示例性切换式转换器功率级102可以是一个降压转换器也可以是一个升压转换器。切换式转换器功率级102有两种开关级运行模式不连续传导模式(DCM)和连续传导模式(CCM)。在CCM中，切换式转换器功率级102的开关在转换器电流控制器104为非零时由转换器电流控制器104打开到“开”，并且转换器电流控制器104的能量转移电感器的电流在开关循环期间从不达到零。图2A所示是具大小为3安培值的(电感器电流iL的)示例性目标电流ita,get。图2A还表明电感器电流k的周期是10微秒，并且其值总为非零。在 CCM中，电流摆幅小于DCM中的电流摆幅，使电感器电流k的I2R功率损耗较小，脉动电流较低，结果得到较低的电感器磁芯损耗。较低电压摆幅还降低电磁干扰(EMI)，从而可以使用较小的输入滤波器。在电感器电流k不等于零时，切换式转换器功率级102的开关被置于“关”，所以切换式转换器功率级102的二极管需要能够非常快速地反向恢复，以尽可能降低损耗。在DCM中，在切换式转换器功率级102的电感器的电感器电流k等于零时，切换式转换器功率级102的开关由转换器电流控制器104打开(例如，“开”)。图2B的示例是0.8 安培的目标电流ita,get。图2B还表明电感器电流k具有10微秒的周期，并且在每个周期的某一阶段降为零。举例说明，为了使用切换式系统100来驱动发光二极管(LED)发光系统，很重要的一点是它必须具有在宽动态范围内可调的精确恒流输出，比如在100比1(100 1)的范围内。这种精确可调的恒定输出需要一个切换式转换器功率级102，以在CCM模式与DCM模式间平稳转换，并且在CCM模式和DCM模式中都能提供可控的输出。对于为电感器电流k设定的高目标电流值，电流脉动需要被控制在最小的范围。这种低电流脉动一般需要在 CCM模式下运行切换式转换器功率级102。除非切换式转换器功率级102的电感器大很多， 否则切换式转换器功率级102将以DCM运行，其电感器电流k的平均电流iavCTage较低。假设电感器以线性(非饱和)运行，如果在CCM模式中的切换式转换器功率级102的控制方式中，电流大于目标电流的时间与小于目标电流ita_的时间相等，则平均电流iavCTage 等于目标电流itmgrt。切换式转换器功率级102的CCM运行一般不需要知道电感器值L (或成比例的电感器常数F*L乘积，其中，F可以是接通时间周期除以接通时间周期的计数值)， 也不需要知道输入/输出比率D，用以提供这种精确恒定平均电流输出。然而，为转换器功率级102提供在CCM与DCM之间的平稳转换也有难度。例如，在 DCM中需要知道电感器值L(或成比例的电感器F*L乘积)和输入/输出比率D，因为它们对电流校准有直接影响。任何误差将在有效电流数字-模拟转换器(DAC)中导致微分非线性(DNL)误差。因此，为了在CCM与DCM之间至少提供一个较平稳的转换，有必要检测，观察，并且/或者导出切换式转换器系统的电感器值L (或成比例的电感器常数F*L乘积)和输入/输出比率D，特别是当该切换式转换器系统以DCM模式运行时。这种测量方法能够控制切换式转换器102的开关的接通时间或总运行周期，从而向电感器电流k提供精确的可调恒定平均电流输出。
发明内容
本发明公开了一种转换器系统和运行转换器系统的方法。该转换器系统包括转换器功率级，该转换器功率级可以在输出电流的一个范围内以不连续传导模式(DCM)运行， 并且可以在输出电流的另一范围内以连续模式(CCM)运行。该转换器功率级包括至少一个具有电感器值的电感器和控制开关。该转换器功率级提供平均电流。有电流控制器耦合到该转换器功率级。当转换器功率级以DCM运行时，该转换器功率级提供平均电流，并且电流控制器被配置用于测量电感器的电感器值。此外，电流控制器还可以被配置用于测量转换器功率级的输入-输出转换率。
参照附图，本领域的技术人员会更好地理解本发明，以及本发明的许多目的、特征和优点。在多个图中使用相同的标号来标明相同或相似的元件。图1描述了示例性的切换式系统。
图2A描述了以连续传导模式(CCM)运行的切换式转换器102的电感器电流込和目标电流itawt的电流波形示例，时间单位为10微秒。图2B描述了以不连续传导模式(DCM)运行的切换式转换器102的电感器电流、 和目标电流itawt的电流波形示例，时间单位为10微秒。图3描述了由驱动LED的发光二极管(LED)电流控制器控制的切换式降压转换器功率级示例的细节。图4描述了包括一个目标电流发生器和一个LED电流控制器的LED发光控制器示例的细节。图5描述了一个切换式降压转换器示例的电感器电流k的电流波形示例。该切换式降压转换器演示出第一项技术示例，该技术可在示例性切换式降压转换器功率级以DCM 运行时提供精确恒定平均电感器电流输出，有助于使切换式降压转换器功率级在CCM与 DCM之间平稳转换。图6描述了由驱动LED的LED电流控制器控制的另一种切换式降压转换器功率级示例的细节。图7描述了示例性切换式降压转换器功率级的控制信号CSp电感器电流k和感测电流的示例性电流波形。这些电流波形演示出当示例性切换式降压转换器功率级在开关周期中使用双脉冲或更多脉冲的不连续传导(DCM)/连续传导(CCM)混合模式时，第二和第三示例性技术各自可以提供精确恒定的平均电感器电流输出，从而有助于切换式降压转换器功率级在CCM与DCM之间进行平稳转换。
具体实施例方式图3描述了发光二极管(LED)发光系统300的细节，该发光二极管发光系统300 具有由驱动LED 308的发光二极管(LED)电流控制器310控制的示例性切换式降压转换器功率级301。LED发光系统300是表现本发明的演示性系统，本发明并不局限于LED发光系统，也不局限于使用降压转换器、LED电流控制器和LED。本发明可以用于其它适用的应用， 也可使用其它转换器/转换器功率级(例如，升压转换器)或控制器。如图3所示，切换式降压转换器功率级301包括一个控制开关(例如，场效应晶体管(FET))302，该开关具有与电感器304串联耦合的源极和漏极。FET 302的源极耦合到输入电压Vin的正极。二极管306跨接输入电压Vin耦合，其中，二极管306的第一端耦合在 FET 302的漏极与电感器304之间，而二极管306的第二端耦合到输入电压Vin的负极。一串LED 308跨接输出电压V。ut而耦合(例如，从输出电压V。ut的正极耦合到输出电压V。ut的负极)。例如，该串LED 308可以包括20到100个串联耦合在一起的LED。感测电阻器Rsmse的一端耦合到输入电压Vin的负极，而感测电阻器Rsmse的另一端耦合到二极管306的第二端。感测电阻器Rsense用于检测流经FET 302的感测电流isense。 如图3所示，由于感测电流isense从FET 302的漏极的节点被提供到LED电流控制器310， 所以感测电阻器Rse■可以位于电流回路312中的任意位置。或者，如以虚线所示的，感测电阻器Rsense的一端耦合到二极管306的第二端，且感测电阻器的另一端耦合到输出电压V·的负极。如图3所示，由于感测电流从电感器304的输入端的节点被提供到 LED电流控制器310，所以感测电阻器Rsense可以位于电流回路314中的任意位置。LED电流控制器310输出一个开关控制信号CStl，该开关控制信号CStl被馈入FET 302的门极，并且作为开关来控制FET 302的开启和关闭。例如，在全亮度的示例LED发光系统300的输出电压V。ut可以为400毫安或在400 毫安左右。当输出电压V。ut为至少50到100毫安时，切换式降压转换器功率级301以CCM 运行。当输出电压V。ut下降到50到100毫安以下时，切换式降压转换器功率级301以DCM 运行。在LED发光系统300中，负载电感器电流、总是可测量的，即，FET 302的高边开关是可测量的。现在参考图3和图4，目标电流发生器412耦合到LED电流控制器310，将目标电流itoget馈入LED电流控制器310。如图4所示，目标电流发生器412和LED电流控制器310 —起构成LED发光控制器400。LED电流控制器310包括局部电源402，该局部电源402向LED电流控制器310的各种部件提供功率。LED电流控制器310还包括状态机410，该状态机410接收从目标电流发生器412馈入的目标电流itoget。状态机410提供数字信号，该数字信号是进入数字-模拟转换器404的目标电流itawt的反映或表示。DAC 404将表示的数字信号转换成相应的模拟信号。该模拟信号和感测电流isense被馈入比较器 (C0MP)406用于比较，并且比较的结果被馈入状态机410。LED电流控制器310还包括时钟 (振荡器)408，并且时钟(0SC) 408耦合到状态机410，并被状态机410使用。本发明的涉及当转换器以DCM运行时提供精确可调恒定平均电感器电流输出的技术(例如，第一、 第二和第三技术)，在状态机410中实现。此外，LED控制器310可以在单个集成电路(IC) 或单个IC衬底上实现。目标电流发生器412可以是单个IC的一部分也可以独立于IC。现在参考图3和图5，当LED电流控制器310的时钟(振荡器)408的时钟周期开始时，FET 302被打开。参考电流i,ef被调至预先设置的在零到峰值电流ipeak之间的某个电流值。参考电流的设定值可以精确测量，但也允许负载电感器电流k坡升到峰值电
^lL ipeak。图5描述了示例性切换式降压转换器功率级301的电感器电流k的示例性电流波形500。该电流波形500演示当示例性切换式降压转换器以DCM运行时提供精确可调恒定平均电感器电流输出的第一示例性技术。第一示例性技术使切换式降压转换器功率级在CCM与DCM之间平稳转换。如图5所示，当负载电感器电流k在时刻Ta达到参考电流 i,ef时，第一接通周期1\被确定。换句话说，时间周期T1是从FET 302打开到负载电感器 (电流Hl达到参考电流iref的时间。FET 302在n*TA时刻被关闭。因此，第二接通周期T2 被确定为从当负载电感器(电流)I达到参考电流i,ef (例如，在时刻Ta)的FET 302接通时刻到负载电感器(电流达到峰值电流ipeak(例如，在时刻n*TA)的时刻。η是比率值， 并且优先选为2(例如，2 1)。负载电感器电流k不断降低，越过参考电流iMf，并且在时刻Tb下降到零。断开时间周期T3从负载电感器(电流达到峰值电流ipeak(例如，在时刻n*TA)时开始，到负载电感器(电流达到零(例如，在时刻Tb)时结束。图5中的电感器电流I的总周期被定义为时间周期TT。在该LED发光系统300的实施方案中，接通时间T。n(等于时间周期Ι\+Τ2)和断开时间T。ff (等于时间周期T3)都可以观测或测量到，但仅有接通周期T。n和总周期TT可以被控制。因此，在实现LED发光系统300中，通过控制接通周期1 或者控制总周期TT，以将精确恒定平均电流输出用作电感器电流I。以下数学关系式可以测量并/或确定与电感器304的电感器值(电感)L相关的输入/输出比率D和比率Cl 峰值电流ipeak = T。n* (Vin-Vout) /L公式 A断开时间周期T。ff = ((Vin-Vout) /Vout) *T。n公式 BD = Vout/Vin = Ton/ (T。n+T。ff)公式 C参考电流iref = T1* (Vin-Vout) /L公式 D比率C1 = iref/Tl = (Vin-V。J/L公式 E在本发明中，电感器304的电感器值(电感)L的测量和确定不局限于测量和确定电感器304的实际电感(例如，测量为毫亨)，也可以测量或确定任何代表或反映电感值的量值。例如，这种代表或反映电感值的量值可以遵从与电感相关的上升的数学速率、可测量的电感值、电感的二进制形式或者与电感直接正比、间接正比或反比的关系(例如，L;l/L
寸乂 O比率Cl表示一种关系，其中，当FET 302打开时电感器值L根据电流的上升的速率(例如，iref/!\)确定。转换器301的输入-输出转换率D根据电感器电流k的接通时间 (坡升时间)T。n( = I\+T2)和电感器电流k的断开时间(坡降时间)T。ff( = T3)来计算。由于上述值可以被确定，所以电感器电流I的平均恒定输出电感器电流iATC可以确定如下iAVG = ipeak/2* ((T。n+T。ff) /TT)公式 F= (T。n* (Vin-Vout) /L) /2* ((Ton+ ((Vin-Vout) /Vout) *T。n)) /TT))= Τ。η2/2* (Vin-Vout) /L) * (1+ (Vin-Vout) /Vout)) /TT= Τ。η2/2* (Vin-Vout) /L) * (NJN0J * (1/ΤΤ)= T。n2/2*C1/D*(l/TT)接通时间1^可以被确定并且以如下方式分别控制T = <2*iAVG*D/C”TT 公式 G
1 on如公式G所示，利用已知或是测得的电感器电流k的输入/输出比率D、比率Cl 和总周期TT，可以控制FET 302的接通时间T。n，从而产生一个给定的可调平均恒流输出电感器电流iATC用作供电感器电流I。图6详细描述了另一种发光二极管(LED)发光系统600，该系统有另一种示例性切换式降压转换器功率级601，且该转换器功率级601在发光二极管(LED)电流控制器310的控制下驱动LED308。图6还示出耦合到目标电流发生器412的LED电流控制器310，并且如前文讨论图4时所述的，目标电流发生器412和LED电流控制器310构成LED发光控制器400。LED发光系统600是演示本发明的另一种应用领域的另一个示例系统，并且本发明并不局限于LED发光系统，也不局限于降压转换器功率级、LED电流控制器和LED的应用。 本发明还可以应用于其它合适的领域，也可以使用其它转换器/转换器功率级(例如，升压转换器)或控制器。如图6所示，切换式降压转换器功率级601包括串联耦合在一起并且跨接在输出电压V。ut两端的LED 308、电感器304、FET (控制开关)302和感测电阻器Rs_。如图6所示，二极管306的一端耦合到输入电压Vin的正极，并且二极管306的另一端耦合到电感器 304与FET302之间的节点。所示输出电流i。ut流过输出电压V。ut的正极。电感器电流i厂流经电感器304，而感测电流isense流经电阻器Rsense。此外，感测电阻器Rsense被用于检测流经 FET 302的感测电流isense。LED电流控制器310输出开关控制信号CStl，该开关控制信号CStl被馈入FET 302的门极，并且作为开关来控制FET 302的启动和关闭。切换式降压转换器功率级601仅在当FET 302打开时允许测量或检测电感器电流I当FET 302关闭时不允许测量或检测电感器电流I。因此，仅在当FET302打开时，切换式降压转换器功率级601 需要感测电流ismse，并且可以用低边开关302对感测电流ismse进行感测。现在参考图7。图中显示出用于表示示例切换式降压转换器功率级601的控制信号CStl、电感器电流iL和感测电流isense的示例性电流波形700、702和704，用这些电流波形显示出在开关周期中使用双脉冲或更多脉冲的不连续传导(DCM)/连续传导(CCM)混合模式运行的示例性切换式降压转换器601各自提供精确可调恒定平均电感器电流输出 iavg的第二和第三示例性技术。该技术使切换式降压转换器功率级在CCM与DCM之间平稳转换。2008 年 5 月 1 日提交的题为 “Switch-Mode Converter Operating in a Hybrid Discontinuous Conduction Mode (DCM)/Continuous Conduction Mod (CCM) That Uses Double or More Pulses in a Switching Period(在开关周期中使用双脉冲或更多脉冲的不连续传导(DCM)/连续传导(CCM)混合模式运行的切换式转换器)”(发明者John Melanson ；Cirrus Docket No. 1674-IPD)的美国申请序列号 12/113，536 (下文称为 536 专利申请)在细节上讨论了在开关周期中使用双脉冲或更多脉冲的这种混合DCM/CCM模式的切换式转换器的运行，并且536专利申请特此引用并使用。现在参考图7的波形700、702和704，该图讨论了用示例切换式降压转换器功率级601提供精确的可调恒定平均电感器电流输出iavg的第二示例性技术。控制信号在时间周期T1期间转换到高值并且打开FET 302。电感器电流k坡升且超过参考电流iref， 并且在周期T1的终点达到峰值电流ipeak。感测电流在时间周期T1期间坡升到峰值感测电流值。在时间周期T2期间，控制信号(^降到低值并且关闭FET 302。在该时间周期 T2期间，切换式降压转换器601不允许检测电感器电流k的值，并且感测电流isense下降到零值。控制信号(^在时间周期T3期间回到高值并且打开FET 302。电感器电流k又坡升且超过参考电流iref，并且又达到峰值电流ipeak。在该时间周期T3期间，切换式降压转换器 601可以允许测量电感器电流k的值，并且感测电流isense坡升到峰值感测电流值。控制信号(^在时间周期T4期间又回到低值并且关闭FET 302。电感器电流k在时间周期T4期间坡降到零。在该时间周期T4期间，切换式降压转换器功率级601不允许测量电感器电流 iL的值，并且感测电流isense下降到零值。如果时间周期T3小于时间周期T1，则切换式降压转换器功率级601则已进入在开关周期中使用双脉冲或更多脉冲的混合DCM/CCM模式。然而，如果时间周期T3近似等于时间周期T1,则需要调节时间周期T2(例如，减小)，使得时间周期T3小于时间周期1\。现在参考图7，电感器电流k的正常单个脉冲的总电荷将涉及正常开关时间周期， 该正常开关时间周期仅包括时间周期T1和T4。单个脉冲的总电荷在时间周期T1期间将是总电荷Q1,并且在时间周期T4期间将是总电荷％。因此，正常单个脉冲的总电荷的这种关系可表达为以下数学关系式总电荷Gjsingle = Q^Q2 = (T^T4) *ipeak/2公式 H然而，在时间周期T4期间不可以观测或测量电感器电流I。因此，VT1 = T2/T3公式 IT4 = IVT3*T2公式 J
如电流波形702所示，电感器电流k的开关周期的双脉冲或更多脉冲基本上为两个单个脉冲(每个仅涉及时间周期T1和T4)的重叠。如电流波形702所示，重叠充满区域 Al是三角形区域。重叠充满区域Al的左边长是时间周期T1与T3的差的反映，而重叠充满区域Al的右边长是时间周期T4与T2的差的反映。因此，电流波形702下的总电荷Qt计算如下总电荷Qt = 2*Qsingle_Al公式 K重叠充满区域Al = ((T1-T3) /T1^Q1+ ((T4-T2) /T4) *Q2)如图7所示，峰值电流ipMk被设定为等于1安培，并且在图7的示例波形中，几何和三角形区域被设定为彼此相等，使得T1 = T4且T3 = T2,则数学关系式可以被简化。
权利要求
1.一种转换器系统，包括转换器功率级，能够在输出电流的一个范围内以不连续传导模式(DCM)运行，并且在输出电流的另一范围内以连续传导模式(CCM)运行，其中，所述转换器功率级包括至少一个具有电感器值的电感器和控制开关，并且所述转换器功率级提供平均电流；以及电流控制器耦合到所述转换器功率级；其中，当所述转换器功率级以DCM模式运行时，所述转换器功率级提供所述平均电流， 并且，所述电流控制器被配置用于测量所述电感器的所述电感器值。
2.根据权利要求1所述的转换器系统，其中，所述电感器值在所述控制开关打开时由经过所述电感器的电感器电流的上升速率确定。
3.根据权利要求1所述的转换器系统，其中，所述电流控制器被配置用于测量所述转换器功率级的输入-输出转换率。
4.根据权利要求3所述的转换器系统，其中，所述输入-输出转换率由从所述电感器电流的坡升时间和所述电感器电流的坡降时间确定。
5.根据权利要求3所述的转换器系统，其中，感测电流被在所述控制开关检测到，并且，所述输入-输出转换率由所述电感器电流下降到零之前，在开关周期内将控制开关至少再次打开来确定。
6.根据权利要求5所述的转换器系统，其中，在所述电感器电流下降到零之后将触发至少一个附加脉冲，使得贯穿所述开关周期的所述电感器电流的总电荷是贯穿所述电感器电流的正常开关周期的正常单个脉冲的电荷的简单倍数。
7.根据权利要求1所述的转换器系统，其中，所述转换器功率级是一种切换式降压转换器功率级。
8.根据权利要求7所述的转换器系统，其中，所述切换式降压转换器功率级的输出耦合到发光二极管(LED)负载，并且驱动所述发光二极管(LED)负载。
9.一种运行转换器系统的方法，包括在输出电流的一个范围内以不连续传导模式(DCM)运行转换器功率级，并且在输出电流的另一范围内以连续传导模式(CCM)运行所述转换器功率级，其中，所述转换器功率级包括至少一个具有电感器值的电感器和控制开关； 通过所述转换器功率级，提供平均电流； 通过电流控制器，控制所述转换器功率级中的电流；以及当所述转换器功率级以DCM运行时，通过所述转换器功率级，提供所述平均电流，并且配置所述电流控制器以测量所述电感器的所述电感器值。
10.根据权利要求9所述的方法，还包括当所述控制开关打开时，通过经过所述电感器的电感器电流的上升速率，确定所述电感器值。
11.根据权利要求9所述的方法，还包括配置所述电流控制器，以测量所述转换器功率级的输入-输出转换率。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括根据所述电感器电流的坡升时间和所述电感器电流的坡降时间，确定所述输入-输出转换率。
13.根据权利要求11所述的方法，还包括在所述控制开关检测感测电流；以及在所述电感器电流下降到零之前在开关周期内将所述控制开关至少再次打开来确定所述输入-输出转换率。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，确定所述输入-输出转换率的过程还包括在所述电感器电流下降到零之后触发至少一个附加脉冲，使得贯穿所述开关周期的所述电感器电流的总电荷是贯穿所述电感器电流的正常开关周期的正常单个脉冲的电荷的简单倍数。
15.根据权利要求9所述的方法，其中，运行转换器功率级还包括运行切换式降压转换器功率级。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括将所述切换式降压转换器功率级的输出耦合到发光二极管(LED)负载并且驱动所述 LED负载。
17.一种用于控制转换器功率级的电感器电流的电流控制器，其中，所述转换器功率级包括至少一个具有电感器值的电感器和控制开关，并且能够在输出电流的一个范围内以不连续传导模式(DCM)运行，以及能够在输出电流的另一范围内以连续传导模式(CCM)运行； 包括以可操作的方式耦合在一起的局部电源、状态机、数字-模拟转换器、比较器和时钟， 其中，所述状态机接收目标电流，并且所述比较器将来自所述转换器的感测电流与所述目标电流进行比较，并且所述比较被馈入所述状态机以将控制信号分别提供给开关；所述状态机能够从所述转换器功率级接收并且测量所述电感器值，使得所述转换器功率级能够在所述转换器功率级以DCM运行时提供所述转换器功率级的平均电流。
18.根据权利要求17所述的电流控制器，其中，在所述控制开关打开时，所述电感器值能够通过经过所述电感器的电感器值的上升速率来确定。
19.根据权利要求17所述的电流控制器，其中，所述状态机能够从所述转换器功率级接收和测量输入-输出转换率。
20.根据权利要求19所述的电流控制器，其中，，通过所述电感器电流的坡升时间和所述电感器电流的坡降时间能够测量所述输入-输出转换率。
21.根据权利要求19所述的电流控制器，其中，在所述控制开关能够检测感测电流，并且其中，在所述电感器电流下降到零之前，在开关周期内将所述控制开关至少再打开一次， 以确定所述输入-输出转换率。
22.根据权利要求21所述的电流控制器，其中，所述电感器电流下降到零之后会触发至少一个附加脉冲，使得贯穿所述开关周期的所述电感器电流的总电荷是贯穿所述电感器电流的正常开关周期的正常单个脉冲的电荷的简单倍数。
23.根据权利要求17所述的电流控制器，其中，所述电流控制器是发光二极管(LED)电流控制器。
24.根据权利要求17所述的电流控制器，其中，所述电流控制器以单个集成电路实现。
全文摘要
本文公开了一种转换器系统以及运行一种转换器系统的方法。该转换器系统包括一个转换器功率级，该功率级可以在输出电流的一个范围内以不连续传导模式(DCM)运行，也可在输出电流的另一范围内以连续传导模式(CCM)运行。该转换器功率级包括至少一个具有电感器值的电感器和控制开关。该转换器功率级提供平均电流。有一个电流控制器耦合到该转换器功率级。当以DCM模式运行时，该转换器功率级提供平均电流，其电流控制器被配置用于测量电感器的电感值。此外，电流控制器也可以被配置用于测量转换器功率级的输入-输出转换率。
文档编号H05B33/08GK102232264SQ200980147607
公开日2011年11月2日 申请日期2009年9月25日 优先权日2008年9月30日
发明者约翰·L·梅安森 申请人:美国思睿逻辑有限公司