用于控制电动或混合车辆上车载的充电设备的方法与流程

所述车辆配备有高压电池，并且通常包括车载充电器，即直接安装在车辆上的用于给电池充电的设备。所述充电设备的主要功能是从配电电网上可获得的电力对电池进行再充电。因此，其将交流电转换为直流电。针对充电设备，并且具体地针对车载充电器所期望的标准是高效、小体积、电绝缘、可靠性良好、操作安全、电磁干扰发射较低、且输入电流谐波比较低。

已知的是具有三相输入的充电设备(即能够从三相供电电网对电池进行充电的充电设备)以及单相输入充电设备(即能够从单相供电电网对电池进行充电的充电设备)。三相输入充电设备比单相输入充电设备具有更大的充电功率，其中最大功率为22kw。对于单相电网上的连接，可能要求几个充电功率电平，例如7kw、15kw和22kw。

图1展示了电动或混合车辆上车载的用于从供电电网30对该车辆的高压电池20进行再充电的隔离充电设备10的已知拓扑结构，该车载充电设备10经由该电网的线路阻抗40连接至该供电电网。

为了执行具有电绝缘的ac-dc转换功能，已知使用包括第一ac-dc转换器级和第二dc-dc(直流-直流)转换器级12的充电设备10，该第一ac-dc转换器级包括功率因数校正(pfc)电路11以便限制输入电流谐波，该第二dc-dc转换器级用于调节电荷并且还用于为使用安全执行绝缘功能。输入滤波器13传统上集成到车载充电设备10的输入端中，相对于电网30在pfc电路11的上游。

pfc电路11由集成控制器(未示出)管理，该集成控制器分析并实时校正电流相对于电压的表现。其通过与电压的整流正弦曲线进行比较从中推导出形状误差，并且其通过控制由于高频切割而产生的能量的量和电感中的能量储存来校正这些形状误差。更具体地，其作用是在充电器的电源的输入端处获得尽可能正弦的非相移电流。

针对pfc电路，可以实施具有三个开关的三电平三相整流器，通常被称为三相维也纳式(vienna)整流器。就功率因数校正的性能而言，选择这种拓扑结构实际上特别有利。

图2展示了由三相维也纳式整流器类型110的pfc转换器级11形成的三相输入充电设备的拓扑结构，该转换器级具有两个电源总线7和8作为输出，每个电源总线包括正馈线和负馈线，并且每个馈线上分别连接有形成图1的dc-dc转换器级12的dc-dc电路14、16。每个dc-dc电路14、16是谐振llc转换器，该转换器包括安装在全桥中的第一组开关(分别为140、160)(诸如mos晶体管)，该全桥连接在这两个电源总线7、8之一的输入端处并且在输出端处串联连接至谐振电路l、c以及变压器t的初级，该变压器的次级分别连接至全桥中的第二组开关141、161，该全桥可选地经由输出滤波器21连接至电池20。

三相维也纳式整流器类型110的pfc转换器级11包括三个并联的输入相位连接a、b、c，每个输入相位连接耦合至三相供电电网的一个相并且每个经由串联的电感线圈l1、l2、l3连接至形成该三相维也纳式整流器的开关臂的一对开关s1、s2、s3。输入滤波器13在每个相上集成在电感l1、l2、l3的上游。

每一对开关s1、s2、s3包括由当相应输入电流ia、ib、ic为正时被操控的第一相应开关1h、2h、3h和当该相应输入电流为负时被操控的第二相应开关1l、2l、3l形成的串联组件。这些开关由闭合和断开受控的半导体部件形成，例如，与二极管反向并联连接的mos(“金属氧化物半导体(metaloxidesemiconductor)”的缩写)晶体管。开关1h也被称为高压开关，并且开关1l被称为低压开关。

三相维也纳式整流器还包括三个并联支路1、2和3，每个支路都包括两个二极管d1和d2、d3和d4以及d5和d6，这些二极管形成了具有六个二极管的三相桥，使得可以对从三相供电电网取得的电流和电压进行整流。三相维也纳式整流器的每个输入端通过对应的并联输入连接而连接至位于同一支路1、2和3的两个二极管之间的连接点。

支路1、2和3的两个共享端分别形成三相维也纳式整流器的正输出端子5和负输出端子6，这些端子旨在耦合至dc-dc设备12。

每个相的开关臂s1、s2和s3也各自分别连接在位于第一支路1、第二支路2和第三支路3的两个二极管之间的连接点与三相维也纳式整流器的输出电压v_dc_1和v_dc_2的中点m之间，这些输出电压分别与三相整流器的正输出端子5与中点m之间的输出电容器c1上的电压、以及中点m与三相整流器的负输出端子6之间的输出电容器c2上的电压相对应。

如以上所解释的，llc(指的是使用包括每个被表示为l的两个电感与被表示为c的一个电容的组合的电路的首字母缩写)串并联谐振拓扑结构的使用被应用于dc-dc转换器12中，并且使得可以改变谐振电路在输入电压(或级11与12之间的这两个电源总线7、8上的电压)与输出电压(电池电压20)之间的电压增益。实际上，当对电池20进行再充电时，施加电池电压并且电池电压基于其电量状态而变化，这需要dc-dc转换器级12实时调节发送至充电的功率。

为此，dc-dc转换器级12调整其增益以使得可以将电源总线上的输入电压转换为电池电压。更具体地，与整流器级12的每个dc-dc电路(分别为14和16)的初级相关联的全桥(分别为140、160)的开关的切换频率变化使得可以改变谐振电路的电压增益。

如图3所展示的，对于单相输入电网9的连接，已知使用pfc输入整流电路11的独立支路(例如支路1)作为具有倍压器的单相充电器，只要电容中点m接地即可。如图4所展示的，只要总是存在中点m的重新接地，用于连接至单相电网9的配置还已知使用pfc输入整流电路11的两个支路。

对于上述具有两级(即具有连接至电网的、执行功率因数校正pfc功能的输入整流器级11和允许电池20的电绝缘的dc-dc转换器级12)类型的充电设备10，使用两种类型的调节。

由连接至电网的输入整流器级11完成的调节旨在为输入电流提供正弦形状并提供对电源总线上的电压的调节。为此，传统上使用慢速外部电压回路(其中带宽接近电网频率)和快速电流回路(其中带宽接近系统的切割频率)。这两个回路之间的解耦通过在输入端处的pfc整流器级与dc-dc转换器级之间建立的强电容值来完成。

然而，基于向dc-dc转换器级发送恒定电流的现有技术解决方案是单相充电设备的主要限制因素。

在单相模式下，由pfc整流器级向dc-dc转换器级发送的电流是整流正弦电流的分频。此电流具有两个明确定义的频率分量，即，与系统的分频(例如接近一百khz)成比例的第一分量以及与电网电压的第二谐波(100hz至120hz)成比例的第二分量。

对于在pfc整流器级的输出端处具有两个电源总线的电容器，此第二低频分量非常严格，并且需要并联连接大量电容器，使得电容值远远大于在仅需要担心这两个调节回路之间的解耦的情况下所需要的电容值。此外，对优化成本的关注意味着转向化学型电容器技术，这些技术与其他类型的技术(例如，薄膜、陶瓷型电容器)相比，更易受电网电压中断的影响。

因此，需要针对具有上述拓扑结构的充电设备的优化调节策略，当由单相电网供电时，该优化调节策略尤其使得可以减小在pfc整流器级与dc-dc转换器级之间的电源总线的电容器的值。

根据本发明，此目的通过一种用于控制机动车辆的电池充电设备的方法来实现，该充电设备包括：整流器级，该整流器级执行功率因数校正功能，包括能够在单相或三相供电电网的输入端处各自借助于串联电感线圈进行连接的三个相位连接；以及dc-dc转换器级，该dc-dc转换器级连接在该整流器级与该电池之间，该整流器级是三相维也纳式整流器，包括三相二极管桥和集成到该二极管桥中的三个开关臂，每个开关臂包括当该电网电流为正时能够被控制的高压开关和当该电网电流为负时能够被控制的低压开关的串联组件，这些开关臂在中点处互连，第一总线电容器和第二总线电容器在该整流器级的输出端处连接至该中点，该dc-dc转换器级包括第一llc谐振转换器和第二llc谐振转换器，这些谐振转换器在输入端处通过第一电源总线和第二电源总线分别连接至该第一电源总线电容器和第二电源总线电容器，并且在输出端处连接至电池，该方法属于这样的类型：根据该方法，使用该三相维也纳式整流器在该充电设备的输入端处调节电流，每个开关臂使用脉宽调制控制信号来控制，该臂的开关占空因数是基于输入电流的调节来确定的，该方法的特征在于该充电设备由单相供电，并且使用第一llc谐振转换器和第二llc谐振转换器来独立地调节该第一电源总线和第二电源总线的电压，以便提供这些电源总线中的每个电源总线上的固定稳压。

因此，三相维也纳式整流器仅调节充电设备的输入电流，而dc-dc转换器级在中点处调节在该三相维也纳式整流器的输出端处供应的中间电压。因此，在单相连接模式下，由三相维也纳式整流器取得的所有电流通过dc-dc转换器级被发送至电池。因此，由dc-dc转换器接收的电流不再直接用于单相充电，并且在100hz下具有较强的交流分量。结果，在此频率下电源总线电容器中的电流波动减小，并且可以大大降低这些电容器的值，这在一方面成本和另一方面体积的方面是特别有利的。

有利地，在与从低到高的三个充电功率电平的第一单相充电功率电平相对应的第一单相连接模式下，该充电设备的这三个相位连接中的第一相位连接和第二相位连接分别连接至该单相电网的相线和零线，该第二相位连接通过连接继电器连接至该零线。

在这种连接模式下，根据第一实施例，与该充电设备的连接至该零线的第二相位连接相对应的开关臂的这些开关始终保持在闭合状态，以便基于输入电流的符号交替地仅使用这两个llc谐振转换器之一根据该第一充电功率电平来对该电池进行充电。

优选地，每当输入电流的符号交替时，切断对未使用的llc谐振转换器的控制。

在这种第一连接模式下，根据第二实施例，与该充电设备的连接至该单相电网的第一相位连接和第二相位连接相对应的开关臂的这些开关根据输入电流的符号来系统地切换，以便根据该第一充电功率电平使用这两个llc谐振转换器来共同对该电池进行充电。

有利地，在输入电流的正交替期间，分别与该充电设备的第一相位连接和第二相位连接相对应的开关臂的高压开关和低压开关被切换到一起，并且在输入电流的负交替期间，分别与该充电设备的第一相位连接和第二相位连接相对应的开关臂的低压开关和高压开关被切换到一起。

有利地，在与从低到高的至少三个充电功率电平的第二单相充电功率电平相对应的第二单相连接模式下，该充电设备的这三个相位连接中的第一相位连接和第二相位连接分别连接至该单相电网的相线和零线，该第二相位连接通过第一连接继电器连接至该零线，并且通过第二连接继电器将该第一相位连接和第三相位连接连接在一起。

在这种第二连接模式下，根据第一实施例，与该充电设备的连接至该零线的第二相位连接相对应的开关臂这些开关的状态系统地保持闭合；并且与该充电设备的连接在一起的第一相位连接和第三相位连接相对应的开关臂的这些开关根据输入电流的符号来系统地切换，以便基于输入电流的符号交替地仅使用这两个llc谐振转换器之一根据该第二充电功率电平来对该电池进行充电。

有利地，在输入电流的正交替期间，分别与该充电设备的连接在一起的第一相位连接和第三相位连接相对应的开关臂的这些高压开关被切换到一起，并且在输入电流的负交替期间，分别与该充电设备的连接在一起的第一相位连接和第三相位连接相对应的开关臂的这些低压开关被切换到一起。

在这种第二连接模式下，根据第二实施例，与该充电设备的连接至该单相电网的第一相位连接、第二相位连接和第三相位连接相对应的开关臂的这些开关基于输入电流的符号来系统地切换，以便根据该第二充电功率电平使用这两个llc谐振转换器来共同对该电池进行充电。

有利地，在与从低到高的至少三个充电功率电平的第三单相充电功率电平相对应的第三单相连接模式下，该充电设备的这三个相位连接中的第一相位连接连接至该单相电网的相线，并且该充电设备的第二相位连接和第三相位连接通过对应的连接继电器连接至该单相电网的所述相线，该三相维也纳式整流器的中点连接至该单相电网的零线。

有利地，基于输入电流的符号，交替地仅使用这两个llc谐振转换器之一根据该第三充电功率电平来对该电池进行充电，并且基于输入电流的符号，系统地切换与该充电设备的彼此连接的第一相位连接、第二相位连接和第三相位连接相对应的开关臂的这些开关。

参考以下附图，通过阅读下面对本发明的用于知晓而非限制性地提供的一个具体实施例的描述，本发明的其他特征和优点将会显现出来，在附图中：

-图1示意性地展示了旨在于电动或混合机动车辆上车载的电池充电设备的已知拓扑结构；

-图2示意性地示出了具有由三相维也纳式整流器作为输入以及两个电源总线作为输出形成的两级的充电设备，在每个电源总线上连接有llc谐振转换器类型的dc-dc转换器，并且在该dc-dc转换器上实施根据本发明的控制方法；

-图3展示了用于连接至图2的充电设备的单相电网以用作单相充电器的第一示例配置；

-图4展示了用于连接至图2的充电设备的单相电网以用作单相充电器的第一示例配置；

-图5示意性地展示了单相充电的调节原理，使得可以从图2所展示的三相基本拓扑结构中分解出不同的单相连接模式；

-图6和图7展示了图2所展示的充电设备的第一单相连接模式，该第一单相连接模式与在单相模式下要求的第一充电功率电平相对应，其使用交替的dc-dc谐振转换器来递送所述第一要求充电功率电平；

-图8展示了充电设备的第一单相连接模式的替代方案，其中，并联地使用dc-dc转换器级的两个谐振转换器以递送第一要求充电功率电平；

-图9展示了图2所展示的充电设备的第二单相连接模式，该第二单相连接模式与大于第一电平的第二要求单相充电功率电平相对应；并且

-图10展示了图2所展示的充电设备的第三单相连接模式，该第三单相连接模式与在单相模式下要求的大于第一电平和第二电平的第三充电功率电平相对应。

参考图5，展示了连接至单相电网9的充电设备10的单相模式下的调节原理，其中每个框的简单调节模型分别是pfc整流器级11和dc-dc转换器级12。

pfc整流器级11的单相模式下的调节包括调节输入电流以及还有对所述电流施加正弦形状。pfc整流器级11的调节的控制模块50被编程为提供对三相整流器级的输入电流的控制。由控制模块50实施的这种控制包括对pfc整流器的输入电流应用反馈回路，该反馈回路具有控制变量和设定点，并且其中，该回路的控制变量基于相对于在开放回路中根据在pfc整流器输入端和输出端处测量的电压计算的值的占空比偏差。为此，估计器51适合于根据pfc整流器的输入电压v_输入和输出电压v_输出来计算理论占空比的值d。经由输入电流i_升压的测量值与设定点电流i_恒定之间的误差来计算相对于所述理论值d的偏差，pid调节器52使用该偏差来计算新的占空比，其中，kp、ki和kd是pid调节器52的比例增益、积分增益和导数增益。假设pfc整流器级输出端处的电源总线的电压是恒定的，因为其由dc-dc整流器级控制。

接下来向框53提供所计算占空比相对于理论值的偏差，以便生成与斜升相比的pwm(脉宽调制)控制信号，特别是使得可以生成用于基于稍后将概述的不同单相充电模式来控制pfc整流器的开关臂的开关的各种控制信号v_gs。

这种调节回路用于pfc整流器的每个输入相。

关于dc-dc转换器级12，我们在上面参考图2已经看到所选择的拓扑结构是llc谐振转换器的拓扑结构，其功能是调整pfc整流器11的输出端处的电源总线与电池20之间的电压。具体地，在充电过程中，连接至转换器的初级的全桥的晶体管的切换频率变化使得可以改变谐振电路的传递函数。传统上，dc-dc转换器用于调节发送至电池的输出电压。这里实施的调节原理包括使用dc-dc转换器来调节dc-dc转换器的输入端处的这两个电源总线上的电压(分别为v_dc_1和v_dc_2)。因此，正是dc-dc转换器调节与pfc整流器的输出电压相对应的区域输入电压。

用于控制转换器级12的调节的模块60被编程为提供这种调节。形成所选拓扑结构中的dc-dc转换器12的每个llc谐振转换器将具有其自己的调节回路，以在其所连接的电源总线上独立地调节电压。更具体地，电源总线的电压的测量值v_dc_总线与pfc整流器的输出端处所期望的电压v_输出之间的电压误差被提供给控制模块60的pid调节器61，该调节器将计算新电压值，该新电压值进而被提供给压控振荡器62，使得可以限定需要对谐振llc转换器施加的切换频率，以便在每个电源总线上提供固定稳压(分别为v_dc_1和v_dc_2)。因此，llc谐振转换器初级处的全桥开关的两个对角线开关以固定的占空比(50％)和如上指示的由调节回路限定的频率进行切换。

因此，无论是在充电设备的三相连接模式还是单相连接模式下，控制模块60都被自动编程为在电池充电期间使用dc-dc转换器以恒定电压提供电源总线电压的调节。

现在，我们将分解充电设备的不同单相连接模式，这些模式全都基于如参考图2所描述的充电设备的同一基本三相拓扑结构，并且这些模式有利地使得可以开发能够适应单相模式下要求的不同充电功率电平(具体地，7kw、15kw和22kw)的充电设备。这在不改变充电设备的整体硬件配置的情况下是可能的，除了调整用于功率的部件之外，仅需要调整对pfc整流器的开关臂的控制以允许充电设备适应充电设备的不同单相连接模式。

最大三相充电功率为22kw。通过pfc整流器11的臂的类比，可以认为pfc整流器的每个臂可以通过22kw/3或大约7kw的功率。这两个llc谐振转换器14、16的规格被设定成使得它们各自具有大约11kw的功率。因此，目标是分解不同的单相连接模式，使得可以适应几个要求的功率电平(具体地为7kw、15kw和22kw)，同时最小化对充电设备的改变。

图6描述了充电设备的第一单相连接模式，使得可以在单相模式下递送与第一所谓的低充电模式相对应的7kw。实际上，pfc整流器的每个臂的规格设定为此额定功率，可以设法在单相模式下递送7kw而无需修改充电设备的整体功率拓扑结构。仅需要在单相电网9的零线90与充电设备的相位连接之一之间添加连接继电器17以使充电设备适应单相电网，同时充电设备的其余部分保持不变。因此，在这种第一单相连接模式下，相位连接a作为充电设备的输入连接至单相电网9的相线91，并且例如，相位连接c经由连接继电器17连接至单相电网9的零线90。不使用与pfc整流器的第二开关臂相关联的相位连接b。

在低功率下，兴趣在于在pfc整流器的输出端处有时利用单个dc-dc谐振转换器进行工作，以便最小化系统的无功功率消耗。结果，与连接至单相电网的零线的相位c连接相对应的开关臂s3的开关3h和3l始终保持闭合，以便取决于输入电压的符号交替地仅向一个谐振llc转换器发送能量。图7展示了连接至单相电网的pfc整流器的这种配置，其中连接至电网的零线的臂的这两个开关始终闭合。

在这种配置下，对于正输入电压，在切换时通过由控制pfc整流器级11的模块50供应的控制信号来控制pfc整流器的连接至电网相线的开关臂s1的上开关1h，同时下开关1l被控制为处于空闲状态。连接至零线的开关臂的上开关3h和下开关3l始终保持在闭合状态，电流被发送至dc-dc转换器级的llc谐振转换器，该谐振转换器的输入端连接至总线电容器c1。

当充电设备的输入电压为负时，开关臂s1的受控开关是下开关1l，同时上开关1l被控制为处于空闲状态。连接至零线的开关臂的上开关3h和下开关3l仍然始终保持处于闭合状态，这次电流被发送至dc-dc转换器级的llc谐振转换器，该谐振转换器的输入端连接至总线电容器c2。

这两个电源总线中的每一个的调节由与所述总线相关联的llc谐振转换器交替地完成。dc-dc转换器级12的连接至总线电容器c1的llc谐振转换器14在输入电压的正交替期间导通，并且dc-dc转换器级12的连接至总线电容器c2的llc谐振转换器16在输入电压的负交替期间导通。

llc谐振转换器的初级侧上的、在输入电压的每次交替期间未使用的全桥开关的pwm命令优选地被切断，以便减少系统中无功电流的循环并且减少损耗。

图8展示了在先前描述的第一单相连接模式的背景下的第二控制策略，其仍然旨在递送第一充电功率电平或7kw，但这次同时在pfc整流器级输出端处的dc-dc转换器级的这两个llc谐振转换器上分配功率，以便优化系统性能。结果，与前面参考图6和图7的情况不同，能量被同时发送至dc-dc转换器级的两个llc谐振转换器，这两个llc谐振转换器在这种情况下被并联使用以递送7kw的充电功率。

使得可以同时使用两个llc谐振转换器来在单相充电中递送7kw的功率的控制策略包括：取决于输入电流的符号，系统地切换与分别连接至单相电网9的相线和零线的相位a连接和相位c连接相关联的开关臂s1和s3的开关。

更具体地，在输入电流的正交替期间，pfc整流器级11的控制模块50适合于供应适当的控制信号，使得可以一起控制pfc整流器的连接至电网9的相线的开关臂s1的上开关1h以及连接至电网9的零线的开关臂s3的下开关3l的切换，同时开关臂s1的下开关1l和开关臂s3的上开关3h处于空闲模式。

在输入电流的负交替期间，pfc整流器级11的控制模块50这次适合于提供适当的控制信号，使得可以一起控制连接至电网9的相线的开关臂s1的下开关1l以及连接至电网9的零线的开关臂s3的上开关3h的切换，同时开关臂s1的上开关1h和开关臂s3的下开关3l处于空闲模式。

通过转变与分别连接至单相电网9的相线和零线的相位a连接和相位c连接相关联的开关臂s1和s3的控制信号，成功地在这两个相之间进行交织，这使得可以使由pfc整流器的电感所看到的频率加倍，而不会改变系统的划分频率。

调节模式不变。如图5所展示的，假设每个相位连接上所取的输入电压分别与单相电网递送的电压的一半相对应，则与pfc整流器的每个输入相关联的每个调节回路被提供用于调节充电设备的输入电流。

图9描述了充电设备的第二单相连接模式，其与在单相模式下要求的大约15kw的称为中间的第二充电功率电平相对应。为此，充电设备相对于图6中描述的实施例的调整包括：除了第一连接继电器17(其使得可以将相位c连接与单相电网9的零线90进行连接)之外，还添加第二连接继电器18，该第二连接继电器旨在将这两个相位a连接和相位b连接在一起，然后这两个相位连接都连接至单相电网9的相线91。在这种连接中，可以保持具有用于与相位a连接和相位b连接相关联的两个开关臂s1和s2的相同部件的相同基本拓扑结构。实际上，pfc整流器的每个开关臂的规格被设定成能够通过大约7kw。相反，与连接至电网的零线的相位c连接相关联并用作返回臂的第三开关臂s3应该被重新设定规格，以便能够通过由在电网的相线处连接在一起的另外两个臂传输的功率、或大约14kw。因此，开关臂s3的部件将被相应地重新设定规格。

与使得可以在单相模式下递送7kw的第一单相连接模式一样，可以为这种单相连接模式建立两种控制策略，即，交替使用转换器级12的这两个llc谐振转换器14、16来递送第二要求充电功率电平的控制策略，以及共同并联使用这两个转换器14、16来递送此第二充电功率电平的策略。

根据试图交替地使用这两个转换器14、16的第一策略，与连接至单相电网的零线的相位c连接相对应的开关臂s3的开关3h和3l始终保持处于闭合状态，以便取决于输入电压的符号以交替的方式仅向一个llc谐振转换器发送能量。然而，这种交替使用这两个llc谐振转换器14、16的单相连接模式的功率限制是大约11kw，这是为每个转换器14、16设定的额定功率。在pfc整流器的开关臂s1和s2的控制侧上，对控制信号进行交织，以便限制pfc整流器的电感所经历的纹波。换言之，开关臂s1的切换周期相对于开关臂s2的切换周期被相移。因此，对于正充电设备的输入电压，pfc整流器的连接至电网相线的开关臂s1和s2的上开关1h和2h被切换，其中相移为180°，与连接至电网零线的相位c连接相对应的开关臂s3的开关3h和3l始终保持处于闭合状态。对于负输入电压，开关臂s1和s2的下开关1l和2l被切换，其中相移为180°，开关臂s3的开关3h和3l仍然始终保持处于闭合状态。

根据第二控制策略，能量因此被发送至dc-dc转换器级12的这两个llc谐振转换器14、16，这两个llc谐振转换器在这种情况下被并联使用以递送第二中间充电功率。

为此，取决于输入电流的符号，系统地切换与一起连接至单相电网相线的相位a连接和相位b连接相关联的开关臂s1和s2、以及与连接至单相电网9的零线的相位连接c相关联的开关臂s3的开关。

更具体地，在输入电流的正交替期间，pfc整流器级11的控制模块50适合于提供适当的控制信号，使得可以控制连接至电网9的相线的开关臂s1和s2的上开关1h和2h以及连接至电网9的零线的开关臂s3的下开关3l的切换，同时开关臂s1和s2的下开关1l和2l以及开关臂s3的上开关3h处于空闲模式。

在输入电流的负交替期间，连接至电网9的相线的开关臂s1和s2的下开关1l和2l以及连接至电网9的零线的开关臂s3的上开关3h的切换被控制，同时开关臂s1和s2的上开关1h和2h以及开关臂s3的下开关3l保持处于空闲模式。

图10描述了充电设备的第三单相连接模式，其与在单相模式下要求的大约22kw的称为高的第三充电功率电平相对应。在这种第三单相连接模式下，pfc整流器的这三个相位连接a、b和c并联连接至单相电网9的相线91。相位a连接例如直接连接至相线，并且添加两个连接继电器17、18以分别将pfc整流器的相位b连接和相位c连接连接至相线91。此外，整流器的输入滤波器13连接至单相电网9的零线90。实际上，根据这种第三单相连接模式，电源总线电容器的中点m必须经由输入滤波器13连接至所述零线。

在这种连接模式下，中点m连接至中性点，不能同时向转换器级12的这两个llc谐振转换器14、16发送能量。结果，交替使用这两个llc谐振转换器14、16来向电池20发送22kw的充电功率。因此，这些转换器中的每一个的规格必须设定为22kw的额定功率，而不是用于前面描述的两种单相连接模式的11kw的额定功率。

关于pfc整流器的开关臂的控制，在输入电流的正交替期间，用于控制pfc整流器级11的模块50适合于提供控制信号，使得可以分别控制连接至电网9的相线的开关臂s1、s2和s3的上开关1h、2h和3h的切换，同时开关臂s1、s2和s3的下开关1l、2l和3l处于空闲模式。在输入电流的负交替期间，分别命令连接至电网9的相线的开关臂s1、s2和s3的下开关1l、2l和3l的切换，同时上开关1h、2h和3h处于空闲模式。对开关的控制信号进行交织，优选地相移为120°，以便限制电流波动。