一种用于高速电动车的DC/DC转换器和车载充电机的合并电路的制作方法

本发明涉及车载电源领域，特别涉及到一种用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路。

背景技术：

在纯电动汽车中车载充电机obc和dc/dc转换电源是两个重要的电器部件，将两套独立的电气设计部件安装在同一个壳体内是未来的趋势。这种方式原理简单，能够节约结构件和部分配线成本，已经开始获得整车厂家的认可。而采用电路一体化的设计能进一步优化内部的电子零件数量，进一步降低总体成本，并能方便结构设计。然而，现有技术中这种合并电路在两种工作条件下电路运行的可靠性、技术指标的保证、相互之间不会发生冲突等细节问题有待解决。特别是大功率车载一体化设计对应的obc全桥整流输出设计，需要解决在dc模式下怎样与dc模式对接的难题。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有用于解决小功率低速车的一体化技术方案中的不足，提供一种用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路，以解决上述问题。

本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：

一种用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路，包括充电机电路和dc/dc转换电源电路，还包括控制开关和两个mos管，所述充电机电路包括主变压器以及与主变压器的原边绕组端相连的全桥主开关电路；主变压器的付边设有主输出绕组和辅助输出绕组，主变压器的主输出绕组端设有全桥整流电路，全桥整流电路包括二极管d1、二极管d2、二极管d3和二极管d4，二极管d1的负极与二极管d2的负极相连，二极管d1的正极与主输出绕组的一端以及二极管d3的负极相连，二极管d3的正极与二极管d4的正极相连，二极管d4的负极与二极管d2的正极以及主输出绕组的另一端相连；控制开关的两端分别与主输出绕组的中间抽头以及二极管d2的负极相连，主输出绕组通过两个mos管与二极管d4的正极相连；dc/dc转换电源电路通过两个mos管构成推挽电路；主变压器的辅助输出绕组端通过至少两个二极管以及一个电容用于实现低压整流滤波。

进一步的，所述二极管d4的正极与两个mos管的源极相连，两个mos管的漏极分别与二极管d3的负极以及二极管d4的负极相连。

进一步的，还包括开关j3，开关j3的一端与两个mos管的源极相连，开关j3的另一端与二极管d4的正极相连。

进一步的，还包括二极管c1以及buck预稳压电路，buck预稳压电路包括二极管d5、开关管k7和电感l1，电感l1的一端与二极管d2的负极相连，电感l1的另一端分别与二极管d5的负极以及开关管k7的源极相连，开关管k7的漏极与电容c1的正极相连，电容c1的负极与二极管d5的正极以及二极管d4的正极相连，电容c1的两端形成充电机输出端。

进一步的，所述全桥主开关电路包括开关管k1、开关管k2、开关管k3和开关管k4，开关管k1的漏极以及开关管k3的漏极与pfc母线相连，开关管k1的源极与开关管k2的漏极相连，开关管k3的源极与开关管k4的漏极相连，开关管k2的源极以及开关管k4的源极均与电源vcc端相连，开关管k4的漏极通过开关j1与主变压器的原边绕组的一端相连，变压器的原边绕组的另一端与开关管k1的源极相连；当系统处于充电机模式时，开关j1闭合、控制开关断开，当系统处于dc模式时，开关j1断开、控制开关闭合。

进一步的，还包括开关j31，所述主变压器的主输出绕组包括依次设置的第一抽头、中间抽头和第二抽头，开关j31的1端与第一抽头相连，开关j32的2端与第二抽头相连，开关j31的3端和4端分别通过两个mos管与二极管充电机输出端的负极相连。

进一步的，所述辅助输出绕组端设有二极管d6、二极管d7和电容c2，二极管d6的正极与辅助输出绕组的一端相连，二极管d6的负极与二极管d7的负极以及电容c2的正极相连，电容c2的负极与辅助输出绕组的中间抽头相连，电容c2的两端形成dc输出端。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：

本发明为可实现dc/dc转换功能的车载充电机电路，原理清晰，同少量继电器切换的成本易控制，可以实现obc大功率输出，输出范围宽，其平台比较适用于高电压等级的动力电池，即高速电动车的场合。本发明用开关按obc和dc的状态进行切换，实现了共享主变压器的二合一方案，较之obc输出用全波整流的方案，全桥整流更适合高电压输出高功率输出。而用输出绕组中间抽头的dc切换方案解决了obc输出全波整理条件下解决反向dc拓扑从而完美地实现了dc/dc转换器和车载充电机的合并功能，进一步简化了器件的使用量和结构件设计，优化了车载一体化电源的成本，且电路原理简单、可靠，对电路的其它功能和指标没有影响。

附图说明

图1为本发明所述的用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路的结构示意图。

图2为模式切换隔离开关j2采用双触点及多绕组的结构示意图。

图3为用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路的具体电路图。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。

参见图1～图3，本发明所述的一种用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路，还包括控制开关和两个mos管。充电机电路包括主变压器以及与主变压器的原边绕组端相连的全桥主开关电路。主变压器的付边设有主输出绕组和辅助输出绕组，主变压器的主输出绕组端设有全桥整流电路。全桥整流电路包括二极管d1、二极管d2、二极管d3和二极管d4。二极管d1的负极与二极管d2的负极相连，二极管d1的正极与主输出绕组的一端以及二极管d3的负极相连。二极管d3的正极与二极管d4的正极相连，二极管d4的负极与二极管d2的正极以及主输出绕组的另一端相连。控制开关j2的两端分别与主输出绕组的中间抽头以及二极管d2的负极相连，主输出绕组通过两个mos管与二极管d4的正极相连。中心抽头用控制开关j2连接到dc电路的buck输出端，组成一个级联的dc转换电路。dc/dc转换电源电路通过两个mos管构成推挽电路。主变压器的辅助输出绕组端通过至少两个二极管以及一个电容用于实现低压整流滤波。

二极管d4的正极与mos管k5和mos管k6的源极相连，mos管k5和mos管k6的漏极分别与二极管d3的负极以及二极管d4的负极相连。

还包括开关j3，开关j3的一端与两个mos管的源极相连，开关j3的另一端与二极管d4的正极相连。由于并接在整流管上的高压mos管k5、mos管k6其与生俱来的体二极管恢复特性较差，需要在“充电机”和“dc”状态切换时加入开关j3，在obc状态工作时断开mos管k5和mos管k6。

还包括二极管c1以及buck预稳压电路，buck预稳压电路包括二极管d5、开关管k7和电感l1。电感l1的一端与二极管d2的负极相连，电感l1的另一端分别与二极管d5的负极以及开关管k7的源极相连。开关管k7的漏极与电容c1的正极相连，电容c1的负极与二极管d5的正极以及二极管d4的正极相连，电容c1的两端形成充电机输出端。

全桥主开关电路包括开关管k1、开关管k2、开关管k3和开关管k4。开关管k1的漏极以及开关管k3的漏极与pfc母线相连，开关管k1的源极与开关管k2的漏极相连。开关管k3的源极与开关管k4的漏极相连，开关管k2的源极以及开关管k4的源极均与电源vcc端相连，开关管k4的漏极通过开关j1与主变压器的原边绕组的一端相连。变压器的原边绕组的另一端与开关管k1的源极相连。为了使dc和充电机obc工作时主变压器的外围器件不产生冲突，在当系统处于充电机模式时，开关j1闭合、控制开关j2断开，而当系统处于dc模式时，开关j1断开、控制开关j2闭合。

在某些充电端输出电压要求变化较大的场合，如果带中心抽头的单绕组不能满足同时兼顾dc设计参数的要求，可以采用加绕组的方式解决，此时dc推挽开关mos管不是直接并接在整流管上，详见图2所示。系统还包括开关j31，所述主变压器的主输出绕组包括依次设置的第一抽头、中间抽头和第二抽头。开关j31的1端与第一抽头相连，开关j32的2端与第二抽头相连，开关j31的3端和4端分别通过两个mos管与二极管充电机输出端的负极相连。

辅助输出绕组端设有二极管d6、二极管d7和电容c2。二极管d6的正极与辅助输出绕组的一端相连，二极管d6的负极与二极管d7的负极以及电容c2的正极相连。电容c2的负极与辅助输出绕组的中间抽头相连，电容c2的两端形成dc输出端。

图3为实用化的用于高速电动车的dc/dc转换器和车载充电机的合并电路设计实例。在充电机模式下工作时，开关j10和开关j40闭合，控制开关j20和开关j30断开。开关管k10～k40可以采用移相全桥控制，也可以采用软开关pwm控制，来驱动主变压器的原边绕组n1。主输出绕组n2电压经二极管d10～d40全桥整流后经电感l10、电容c10滤波后输出至电池端。

dc/dc转换电源电路包括依次连接的输出滤波电路、在此模式下开关j10、开关j40断开，控制开关j20、开关j30闭合。由二极管d5、开关管k7和电感l1组成的预稳压电路级联，主输出绕组由n2(n2a、n2b)及mos管k50和mos管k60组成dc主开关电路构成完整的dc主电路。dc/dc转换电源电路的两端分别连接动力电池和低压电器；整流电路包括辅助输出绕组n3、二极管d6、二极管d7，与滤波电容c2完成低压大电流输出。

为改善整机效率，在obc模式下，开关管k7可以用大占空比或直流驱动，以改善输出回路损耗。在dc模式下，可以采用同步整流技术替换二极管d6和二极管d7以改善整流损失。

obc模式下可以用单触点j2来切开mos管k5、mos管k6对电路的影响。也可以分别用两个独立开关来同时断开这两个mos管。特别是在宽输出电压的设计时，需要增加付边绕组并同时增加j40。

现有的一体机电路方案的输出端采用全波整流电路，比较适用于小于200v的中低电压的obc输出，而乘用车常用的3.3kw以上的大功率充电机一般采用全桥整流电路，这样可以选择更低的整流管耐压及提高输出绕组的利用率。本发明通过拓扑原理上的改动来解决以上问题。

以一个输出充电电压300v的充电机为例，设定dc输出电压v2为13.8v，充电机输出电压范围在200-400v之间。

考虑到输出电压为300v电池等级，dc采用buck预稳压电路，为提高dc转换的效率，一般取1t作为13.8v的绕组匝数。为覆盖动力电池端200v下限，取n2a，b＝11t，则反射电压约为(13.8+0.6)*10＝158v，设定预稳压最大占空比约80％，buck输出能够覆盖，属比较合理区间。

对于obc全桥主电路原边绕组而言，设定pfc母线电压为400v，绕组n1需要满足在端电压约400v时，dc输出端电压约15v，则np＝400/15＝26t，充电机输出绕组的匝数约为ns＝400*26/400＝26t。考虑到dc原边绕组已确定为22t，故需要主变压器再加一个4t的绕组就能满足充电机付边输出电压的要求了。

工作原理：

1、充电机obc工作模式：

由开关管k10～k40组成全桥主开关电路，由移相全桥专用控制芯片ucc3895及ir2110专用驱动芯片的组合驱动下完成ac/dc主电路的软开关变换。此时mcu输出继电器控制逻辑为开关j10、开关j40闭合，开关j20、开关j30断开。有二极管d10～d40完成输出整流经电感l10、电容c20滤波后输出直流给电池充电。

2、dc工作模式：

mcu输出继电器控制逻辑为开关j10、开关j40断开，开关j20、开关j30闭合。此时原边绕组悬空，n2绕组由mos管k50、mos管k60完成推挽全脉宽变换，由二极管d50、开关管k70和电感l10完成buck预稳压，由uc3842芯片完成pwm控制调节。以实现输出端对动力电池端电压大幅变化的适应。n3绕组输出经二极管d61、二极管d62、二极管d71和二极管d72的整流及电感l20、电容c20的滤波后实现低压大电流输出。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。