一种适用于电动汽车的非接触供电装置的制造方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种适用于电动汽车的非接触供电装置，包括直流电源UH、全控桥式变换器、非接触变压器、副边变换器、滤波电路、BOOST升压电路、充电投切装置、车载蓄电池Ubat、原边控制器和副边控制器。正向传输状态，市电经过功率因数校正电路得到直流电，向车载蓄电池充电，太阳能电池也向车载蓄电池充电；反向传输状态，太阳能电池向电源侧返供电能，既节省了成本，又减小了体积和重量。在正向供电模式下使用极限环理论或Poincaré截面判断全控桥式变换器的开关管S1~S6是否工作在软开关状态。在雨雪天气，不需要插头，安全性能较好。正向充电模式下使用三个非接触变压器，传输功率的范围更大，本实用新型效率的最佳状态可超过94%。
【专利说明】
一种适用于电动汽车的非接触供电装置
技术领域
[0001] 本实用新型涉及非接触供电及自动控制的技术领域，具体涉及一种适用于电动汽 车的非接触供电装置。
【背景技术】
[0002] 电动汽车传统的供电方式下，其充电管理是一个耗费心力的事情，充电前需要用 供电线缆将充电粧与汽车相连，如果忘记连接供电线缆，则影响下次出行。尤其是在雨雪天 气，室外供电线缆的插头潮湿，连接供电线缆还要冒着被电击的危险。
[0003] 与此相比，非接触充电技术的优越性是显而易见的。在停车位的地面下安装供电 线圈，非接触充电电路能够根据无线反馈情况，自动确定是否向安装在汽车底盘上的受电 线圈提供电能并向汽车电池充电。
[0004] 目前世界上有许多科研机构对电动汽车非接触充电系统进行研究。电动汽车充电 系统将一组受电线圈装置安装在汽车的底盘上，将另一组供电线圈装置安装在地面，当电 动汽车停在停车位的供电线圈装置上方时，供电线圈启动供电，向受电线圈提供能量，对电 动汽车的蓄电池充电，充电完成后切断供电线圈电源。
[0005] 已有学者分析了原、副边线圈位置不对正的磁路原理。电动汽车非接触充电技术 的前提是在停车过程中原、副边线圈位置需要完全对正。众所周知，线圈不对正会大幅影响 充电效率和传输功率，而电动汽车充电功率大，采用线圈自动移动位置对正的方法更经济 合理。当电动汽车停在充电线圈上的车位时，非接触供电系统的原、副边线圈相对放置由自 动对正调节系统调节到水平方向X轴和y轴完全对正，且垂直方向也调整到相对距离最佳的 状态。图1为包括原、副边线圈的供电线圈沿x、y、z三个坐标轴移动的示意图。由于只考虑 原、副边线圈位置完全对正的情况，开发非接触充电系统的思路更清晰。
[0006] 电动汽车已为许多家庭所拥有，中国家庭常用的是单相电源，需要高效率的单相 非接触充电系统。对正功能的水平移动装置不是本实用新型阐述的内容。本实用新型的内 容是:调整线圈垂直方向的相对距离以改变非接触变压器的耦合系数，使原边线圈和副边 线圈达到谐振状态，提出了依据混沌理论判断效率达到最大值的依据。 【实用新型内容】
[0007] 为了解决上述技术问题，本实用新型提供了一种适用于电动汽车的非接触供电装 置，该系统采用正向供电电路与反向供电电路相结合的方法构建出来，正向传输状态下，市 电经过功率因数校正电路得到310V直流电，由非接触供电系统向蓄电池充电，太阳能电池 也可以向蓄电池充电;反向传输状态下，太阳能电池向市电返供电能。
[0008] 为了达到上述目的，本实用新型的技术方案是：一种适用于电动汽车的非接触供 电装置，其特征在于，包括直流电源ft、全控桥式变换器、非接触变压器、副边变换器、滤波 电路、BOOST升压电路、充电投切装置、车载蓄电池 ftat、原边控制器和副边控制器，所述直流 电源ft与电容CH相连接，全控桥式变换器与电容ft并联连接，全控桥式变换器通过谐振电路 与非接触变压器相连接，非接触变压器分别与副边变换器相连接，副边变换器通过滤波电 路与BOOST升压电路相连接，BOOST升压电路与车载蓄电池 ftat并联连接，车载蓄电池 ftat与 充电投切装置串联连接;所述原边控制器与电源电压检测模块、电源电流检测模块、原边线 圈电压检测模块、原边驱动电路相连接，电源电压检测模块和电源电流检测模块设置在直 流电源洗上，原边驱动电路与全控桥式变换器相连接，原边控制器通过无线通信与副边控 制器相连接;所述副边控制器与副边线圈电流检测模块、副边驱动电路、BOOST升压电路、太 阳能电池电流检测模块、负载电流检测模块、负载电压检测模块、充电投切装置相连接，副 边驱动电路与副边变换器相连接，太阳能电池电流检测模块与BOOST升压电路相连接，负载 电流检测模块、负载电压检测模块与车载蓄电池相连接。
[0009] 所述全控桥式变换器包括二极管Di~D6，二极管Di~D6上分别反并联有开关管Si~S6， 开关管Sl~S6均与原边驱动电路相连接;所述非接触变压器包括第一非接触变压器、第二非 接触变压器和第三非接触变压器，副边变换器包括第一副边变换器、第二副边变换器和第 三副边变换器，第一非接触变压器、第二非接触变压器和第三非接触变压器的原边线圈均 与全控桥式变换器相连接，第一非接触变压器的副边线圈与第一副边变换器相连接，第二 非接触变压器的副边线圈与第二副边变换器，第三非接触变压器的副边线圈与第三副边变 换器相连接，第一副边变换器、第二副边变换器和第三副边变换器并联连接后与滤波电路 相连接。
[0010] 所述第一副边变换器包括桥式连接的二极管D7、二极管D8和电容G、电容C2,二极 管D7上反并联有开关管S7,二极管D8上反并联有开关管S8,开关管S7和开关管S8均与副边驱 动电路相连接;所述第二副边变换器包括桥式连接的二极管D9、二极管D 1Q和电容C3、电容C4 ; 第三副边变换器包括桥式连接的二极管Dn、二极管D12和电容电容G、电容ft。
[0011] 所述第一非接触变压器、第二非接触变压器和第三非接触变压器的原边线圈为三 角形连接。
[0012] 所述BOOST升压电路包括开关管Sl3、电感Zl3、二极管Dl3和二极管Dl4,电感Zl3与太 阳能电池串联连接后与二极管D13并联连接，二极管D13上反并联有开关管S13,太阳能电池、 电感Z 13、二极管D13构成的串并联电路与二极管Dw串联连接，开关管S13与副边驱动电路相连 接。
[0013] 所述车载蓄电池 ftat和充电投切装置串联后的两端并联有电动机#【，电动机履与 开关K串联连接，充电投切装置上反并联有二极管A 5。
[0014] 本实用新型的有益效果:首先，该系统具有双向供电功能，控制器和大多数元器件 既可以在正向供电模式工作，也可以在反向供电模式工作。这样的电路高效实用，既节省了 成本，又减小了的体积和重量。对于安装太阳能电池的电动汽车，该系统可由非接触充电粧 与车载太阳能电池同时或单独对车载蓄电池充电，也可在汽车行驶途中由太阳能电池与电 动汽车蓄电池同时或单独对电动机智能供电。当太阳能富余时，还可向市电电网返供。在雨 雪天气，室外非接触充电系统不需要插头，其安全性能优于需要线缆的充电粧。此外，该系 统正向充电模式下使用三个非接触变压器，比单个非接触变压器传输的功率范围更大。本 实用新型的电路系统，其效率的最佳状态可超过94%。
【附图说明】
[0015]为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例 或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅 是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提 下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0016]图1为供电线圈移动不意图。
[0017] 图2为本实用新型的电路原理图。
[0018] 图3为本实用新型正向充电模式下全控桥式变换器的电流仿真波形。
[0019] 图4为本实用新型反向供电模式下非接触变压器第一个导通阶段的等效电路。
[0020] 图5为本实用新型反向供电模式下非接触变压器第二导通阶段的等效电路
[0021] 图6为本实用新型的五阶等效电路。
[0022]图7为本实用新型的等效非线性元件Afe的伏安特性。
[0023]图8为本实用新型的正向充电模式下的非接触供电原边线圈与副边线圈相对距离 为lcm时，原边线圈电压与副边线圈电流的时域波形图。
[0024]图9为本实用新型的正向充电模式下的非接触供电原边线圈与副边线圈相对距离 为lcm时，原边线圈电压与副边线圈电流的相图。
[0025]图10为本实用新型的正向充电模式下的非接触供电原边线圈与副边线圈相对距 离为3cm时，原边线圈电压与副边线圈电流的时域波形图。
[0026]图11为本实用新型的正向充电模式下的非接触供电原边线圈与副边线圈相对距 离为3cm时，原边线圈电压与副边线圈电流的相图。
[0027] 图12为本实用新型的反向供电硬开关条件下第一非接触变压器的原边线圈与副 边线圈的时域波形。
[0028] 图13为本实用新型的反向供电软开关条件下第一非接触变压器的原边线圈与副 边线圈的时域波形。
[0029] 图14为本实用新型的反向供电硬开关条件下第一非接触变压器的原边线圈的电 压与副边线圈的电流的相图。
[0030] 图15为本实用新型的反向供电软开关条件下第一非接触变压器的原边线圈的电 压与副边线圈的电流的相图。
[0031] 图16为本实用新型正向充电模式下的实验结果。
【具体实施方式】
[0032] 下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行 清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的 实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下 所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
[0033] 一种适用于电动汽车的非接触供电装置，如图2所示，包括直流电源ft、全控桥式 变换器1、非接触变压器、副边变换器、滤波电路7、BOOST升压电路6、充电投切装置4、车载蓄 电池 ttat、原边控制器和副边控制器。直流电源ft是市电经过功率因数校正电路得到的310V 直流电，功率因数校正电路不在本实用新型的范围内。直流电源ft与电容a相连接，电容cH 起到滤除的直流电源ft的谐波的作用，全控桥式变换器1与电容a并联连接。全控桥式变换 器1通过谐振电路与非接触变压器相连接，非接触变压器分别与副边变换器相连接，副边变 换器通过滤波电路7与BOOST升压电路6相连接，BOOST升压电路6与车载蓄电池 ftat并联连 接，车载蓄电池 ttat与充电投切装置4串联连接。原边控制器与电源电压检测模块、电源电流 检测模块、原边线圈电压检测模块、原边驱动电路相连接，电源电压检测模块和电源电流检 测模块设置在直流电源上，原边驱动电路与全控桥式变换器1相连接，原边控制器通过无 线通信与副边控制器相连接。副边控制器与副边线圈电流检测模块、副边驱动电路、BOOST 升压电路6、太阳能电池电流检测模块、负载电流检测模块、负载电压检测模块、充电投切装 置4相连接，副边驱动电路与副边变换器相连接，太阳能电池电流检测模块与BOOST升压电 路6相连接，负载电流检测模块、负载电压检测模块与车载蓄电池相连接。
[0034]全控桥式变换器1包括二极管Di~D6,二极管Di~D6上分别反并联有开关管Si~S6。二 极管Di和二极管D2串联，二极管D3和二极管D4串联，二极管Ds和二极管D 6串联，然后3个支路 并联连接。开关管Sl~S6构成全控桥式变换器电路，正向充电时，全控桥式变换器1所包含的 开关管SrS 6交替斩波，其中互错120°，即分别为0°、120°、120°义与&交替斩波，互 错180°。反向供电时，二极管Di~D4(开关管Si~S4完全断开不工作)或开关管Si~S4(二极管Di~ D4与SrS4等效成BOOST电路，其他两个开关管S5、S6完全断开不工作)整流。开关管SrS 6均与 原边驱动电路相连接，原边控制器通过原边驱动电路控制开关管SpS6的工作状态，从而控 制全控桥式变换器1的输出功率。
[0035]非接触变压器包括第一非接触变压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压 器23,副边变换器包括第一副边变换器31、第二副边变换器32和第三副边变换器33。第一非 接触变压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压器23的原边线圈均与全控桥式变换 器1相连接，第一非接触变压器21的副边线圈与第一副边变换器31相连接，第二非接触变压 器22的副边线圈与第二副边变换器32相连接，第三非接触变压器23的副边线圈与第三副边 变换器33相连接。第一非接触变压器21包括原边线圈Z P1和副边线圈ZS1，第二非接触变压器 22包括原边线圈ZP2和副边线圈Z S2,第三非接触变压器23包括原边线圈ZP3和副边线圈ZS3。第 一非接触变压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压器23的原边线圈为三角形接 线，原边线圈的三角形接线比星形接线的带负载能力强。
[0036]原边线圈Zpi通过电感Zi和电容tti组成的谐振电路与全控桥式变换器1的二极管Di 和二极管D2的中间点相连接。原边线圈ZP2通过电感Z2和电容0>2组成的谐振电路与全控桥式 变换器1的二极管D3和二极管D4的中间点相连接。原边线圈ZP3通过电感Z3和电容CP3组成的 谐振电路与全控桥式变换器1的二极管他和二极管D 6的中间点相连接。原边线圈ZP1、原边线 圈办2和原边线圈ZP3首尾相连构成三角形接线，电容C P1并联在ZP1两端、电容CP2并联在ZP2两 端、电容并联在办3两端。第一非接触变压器21的副边线圈/^通过电容&与第一副边变换 器31相连接，第二非接触变压器22的副边线圈Z S2通过电容CS2与第二副边变换器32相连接， 第三非接触变压器23的副边线圈ZS3通过电容C S3与第三副边变换器33相连接。第一副边变 换器31、第二副边变换器32和第三副边变换器33并联连接后与滤波电路7相连接。电容C S2、 电容fe、电容CS3与副边线圈ZS1、副边线圈ZS2、副边线圈Z S3并联具有分别补偿第一非接触变 压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压器23功率因数的作用。
[0037]第一副边变换器31包括桥式连接的二极管D7、二极管Ds和电容G、电容C2,二极管D7 上反并联有开关管S7,二极管D8上反并联有开关管S8,开关管S7和开关管S8均与副边驱动电 路相连接。副边控制器通过副边驱动电路可以控制开关管S7和开关管S8工作在软开关状态 或硬开关状态。第二副边变换器32包括桥式连接的二极管D9、二极管D1Q和电容C3、电容C4。第 三副边变换器33包括桥式连接的二极管Dn、二极管D 12和电容电容G、电容ft。
[0038] 滤波电路7与BOOST升压电路6相连接，滤波电路7包括电感ZD和电容0)，电感ZD与第 一副边变换器31、第二副边变换器32和第三副边变换器33并联后的电路串联，电容CD与电 感办并联连接，实现供电电流的滤波。BOOST升压电路6与车载蓄电池 ftat并联连接，车载蓄 电池 ttat与充电投切装置4串联连接，充电投切装置4用于是否向车载蓄电池 ttat的充电。
[0039] BOOST升压电路6包括开关管Si3、电感Zi3、二极管Di3和二极管Di4。太阳能电池5与电 感心3串联连接后与二极管D 13并联连接，二极管D13上反并联有开关管S13，太阳能电池5、电感 心 3、二极管D13构成的串并联电路与二极管D14串联连接。开关管S13与副边控制器相连接，副 边控制器控制开关管S 13的导通与关断。其工作原理如下：当开关管S13导通时，电感Z13存储 太阳能电池5的能量，当开关管Si3断开时，电感Zi3与太阳能电池5-起释放能量，其叠加的 输出电压高于太阳能电池5的电压，该电能经二极管D 14向外部电路释放。如此反复循环，构 成BOOST升压电路6 300ST升压电路6仅在太阳能电池5反向供电的状态下工作。正常状态下 二极管D13两端没有电流流过，在特殊情况下，当出现反向瞬时冲击电压时，二极管D 13和二 极管D14同时导通起到释放反向瞬时电压的作用。
[0040] 车载蓄电池 ftat和充电投切装置4串联后的两端并联有电动机规，电动机规与开关 K串联连接，开关K控制电动机规的工作与否。充电投切装置4上反并联有二极管D15，用于抑 制充电投切装置4的反向冲击电压。
[00411正向充电的工作过程为：市电经过功率因数校正电路(功率因数校正电路不在本 实用新型的范围内）得到310V直流电，由全控桥式变换器1斩波控制开关管SpS6得到三相高 频交流电，经三路谐振电路分别输出到第一非接触变压器21、第二非接触变压器22和第三 非接触变压器23,第一非接触变压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压器23的副 边线圈均通过电磁耦合得到三相高频交流电，对该交流电分别用第一副边变换器31、第二 副边变换器32和第三副边变换器33进行整流。第一副边变换器31、第二副边变换器32和第 三副边变换器33整流后经滤波电路7向车载蓄电池 ttat和电动机规供电。其中第一副边变换 器31工作在不控整流模式，开关管S7~S 8不工作。副边线圈电流检测模块检测第一非接触变 压器21、第二非接触变压器22和第三非接触变压器23的副边线圈电流i LS1、iLS2、iLS3，负载电 压检测模块和负载电流检测模块分别检测负载侧的电压ft和负载侧的电流A，副边控制器 将上述三个模块检测到的数据传送至原边控制器。原边线圈电压检测模块检测原边线圈的 电压ULP1、财2、ULP3，电源电压检测模块和电源电流检测模块分别检测直流电源侧的电压ft 和直流电源侧的电流iH，原边控制器根据输入端电源侧的电流电压和输出段负载侧的电流 电压的值判断输出功率是否偏离期望值，通过原边驱动电路调节开关管Si~S 6的斩波占空 比，实现输出功率大小的调节。第一非接触变压器21的电流iLS1与电压a P1、第二非接触变压 器22的电流iLS2与电压ULP2、第三非接触变压器23的电流iLS3与电压ULP3分别构成相应的对应 相图关系。原边控制器分别对这三个相图关系应用极限环理论判断开关管Si~S 6是否工作于 软开关状态。或者通过对这三个相图关系应用Poincare截面来确定电路是否处于软开关状 态。当电路处于硬开关状态时，在固定频率的条件下，通过调节第一非接触变压器21、第二 非接触变压器22和第三非接触变压器23的原边线圈与副边线圈的相对距离以改变非接触 变压器的耦合系数，直到开关管SpS6进入软开关状态后再停止这种调节过程，使开关管Sp S6稳定的处于软开关状态下运行。该控制方法适用于对电动汽车等移动负载的非接触充 电。
[0042] 滤波电感zD、滤波电容a、车载蓄电池 ttat和电动机履(通常情况下，充电过程中，电 动机不工作)合起来等效为负载你。为了适应负载的功率变化，采用无线反馈方式调节输出 能量。负载电流检测模块检测负载你的电压ft，负载电压检测模块检测负载你的电流iL，gij 边控制器将检测到的电压和电流信号转换为数字信号，通过无线通信将信号传递到原边控 制器。由于采用非接触变压器线圈自动对正技术，且其相对距离也调整到最佳位置。开关管 SrS6的占空比相同，开关管&与开关管S4、开关管&与开关管&、开关管S 3与开关管S6的开通 时间互错180°。开关管Si、开关管S3、开关管&的开通时间互错120°。原边控制器采用固定频 率统一调节开关管Si~S 6占空比，使控制策略得到较显著的简化。通过混沌技术判断开关管 Si~S6的开关损耗保持在较低水平的同时，选择合适的频率和合适的电路参数使非接触变压 器也处于谐振状态，改变开关管SpS 6的占空比调节输出功率。本实用新型正向充电模式下 全控桥式变换器的电流仿真波形如图3所示。其中：电流icH是电容Ch的电流波形；电流isi~ is6分别是开关管Sl~S6的电流波形。
[0043] 反向供电的工作过程为：当太阳能电池5的电量富余时，太阳能电池5将太阳能转 化为电能，经BOOST升压电路6、滤波电路7向第一副边变换器31供电。第一副边变换器31构 成半桥变换器，其中的开关管S7和开关管S 8将太阳能电池5产生的直流电斩波得到单相高频 交流电，经过第一非接触变压器21(其余非接触变压器不工作)传输能量到原边线圈Z P1，然 后经二极管Dl~D4(开关管Sl~S4完全断开不工作)或开关管Sl~S4(二极管Dl~D4与Sl~S4等效成 BOOST电路，其他两个开关管S5、S6完全断开不工作)整流转换成直流电传送至直流电源ft。 副边线圈电流检测模块、太阳能电流检测模块分别检测副边线圈h的电流信号il S1、太阳能 电池的电流信号isun，并传送至副边控制器，副边控制器用工无线通信将太阳能电池5的电 流信号i LS1传送至原边控制器。原边控制器将原边线圈电压检测模块、电源电压检测模块和 电源电流检测模块分别检测到的原边线圈h的电压t/L P1、直流电源侧的电压ft和直流电源 侧的电流A传送至副边控制器。副边控制器通过副边驱动电路调节开关管S 13的斩波占空比 实现对负载的电压ft的调节;通过副边驱动电路调节第一副边变换器31的开关管S7、S 8的斩 波占空比实现输出功率大小的调节。原边线圈办1的电流iLSl与电压ULP1构成相应的相图关 系，原边控制器对这相图关系应用极限环理论判断电路的开关管S 7和开关管S8是否工作于 软开关状态;或者通过对相图关系应用Poincare截面来确定开关管S 7和开关管S8是否处于 软开关状态。当开关管S7和开关管S8处于硬开关状态时，在固定频率的条件下，通过调节第 一非接触变压器21的原边线圈与副边线圈的相对距离改变第一非接触变压器21的耦合系 数，直到开关管S 7和开关管S8进入软开关状态后再停止这种调节过程，使开关管S7和开关管 S8电路稳定的处于软开关状态下运行。该控制方法适用于太阳能电池对电源侧的非接触供 电。
[0044] 本实用新型具有双向供电功能，控制器和大多数元器件既可以在正向供电模式工 作，也可以在反向供电模式工作。这样的电路高效实用，既节省了成本，又减小了的体积和 重量。
[0045]为了减少传递过程中的能量损失，反向工作模式下第二非接触变压器32和第三路 非接触变压器33处于不工作的状态。太阳能电池5的能量由BOOST升压电路6经滤波电路7的 滤波电感办、滤波电容ft滤波，第一个导通阶段如图4所不，由开关管S7、副边线圈Zsi、电容(2 到B00ST升压电路6的负极，并向电容C 2充电。第二个导通阶段如图5所示，太阳能电池5的能 量由BOOST升压电路6经滤波电路7的滤波电感ZD、滤波电容Cd滤波，经电容G、副边线圈Z S1、 开关管S8到BOOST升压电路的负极，并向电容G充电。在两个导通阶段之间分别由二极管D7 和二极管D8续流。第一负边变换器31组成的半桥变换器电路的开关管S7~S8将直流电斩波得 到单相高频交流电，经过第一非接触变压器21的副边线圈Z S1和原边线圈ZP1传输能量到直 流电源侧。原边控制器和副边控制器选用ARM微处理器(STM32F103)，采用电压电流双闭环 无线反馈方式稳定输出电压。
[0046]在非接触电路中，非线性与混沌现象在具有普遍性，研究发现特定端口的混沌现 象得到抑制，可以使电路的效率明显提高。在电路中，原边线圈ZP1、副边线圈构成第一非 接触变压器21，原边线圈办 2、副边线圈ZS2构成第二非接触变压器22,原边线圈办3、副边线圈 构成第三非接触变压器23,本实用新型只考虑三个非接触变压器参数完全均衡的情况， 因而可以通过分析其中一路非接触变压器的状态判断三路非接触变压器的全部状态。 [0047]为了分析电路的原理，首先阐述第一非接触变压器21及其关联的电路(第二非接 触变压器22和第三非接触变压器23及其关联的电路也具有相同的工作原理）。将全控桥式 变换器1之前的所有电路等效为一个非线性元件Ah;将副边电路的整流器件之后的所有负 载电路等效为一个非线性元件Afe，得到一个五阶电路如图6所示。
[0048]依据图7得到的等效电路推导出状态方程：
[0050]对于这样的五阶电路，我们需要描述非线性元件Afe的伏安特性。通过仿真与实验 得出：当开关管Si~S4处于软开关状态时，负载飛2的伏安特性为一个环形，如图7所示。经过 大量实验、仿真与理论分析发现，当电路中的关键参数改变时，电路的效率、带负载能力等 重要指标会随之而变化;特定端口的混沌现象得到抑制，可以使电路的效率明显提高。其中 一个重要发现是当电路的开关频率及元件参数固定时，非接触供电线圈的相对距离(耦合 系数幻变化会改变电路的传输效率。这一距离过近或过远均会使电路效率降低，只有该距 离恰好合适的时候（即在频率固定的情况下，耦合系数女为某一个固定值，且随着频率改变 而改变），开关管Si~S 4才能工作在软开关状态。且该条件下的电路对于负载变化具有较好的 鲁棒性。
[0051]理论上说，选择恰当的参数，可以使电路的传输功率处于匹配状态，电路的传输功 率达到最大值。但是这与传输效率达到最大值有所不同，同一个电路传输效率达到最大值 的时候，其传输功率的能力可能相对较小。
[0052]本实用新型的电路如果工作在混沌状态，对应于电路的开关管工作在硬开关状 态，为了防止电路损坏，本实用新型的电路对应的混沌现象与混沌控制的实验，其供电电压 为24V，工作频率为45kHz，图7为正向充电模式下的电路实验波形。图8与图9分别为非接触 供电原边线圈与副边线圈相对距离为1 cm时，原边线圈的电压t/LP1与副边线圈的电流iLSl的 时域波形图与相图，由此得到该电路处于硬开关状态，该电路的测试效率为79%(不考虑辅 助电源功耗）。图10与图11分别为非接触供电原边线圈与副边线圈相对距离为3cm时，原边 线圈的电压api与副边线圈的电流iLsi的时域波形图与相图，该电路的测试效率为89%(不考 虑辅助电源功耗）。由图8-11可以看出，开关管SpS 4频率一定时，只有线圈的相对距离(耦合 系数幻合适才能得到最大传输效率。随着非接触供电电路的原边线圈与副边线圈的相对距 离增大或减小，电路的传输效率均会减小。
[0053]图12为硬开关条件下第一非接触变压器21的原边线圈与副边线圈的相图，第一非 接触变压器21的原边线圈ZP1和副边线圈ZS1之间的距离为lcm。由对应的仿真结果可知，其 流形为不稳定流形。不稳定流形暗示着电路处于硬开关工作状态，该状态下开关器件功耗 较大，发热严重。
[0054]图13为软开关条件下第一非接触变压器21的原边线圈与副边线圈的相图，非接触 变压器的原边线圈ZP1和副边线圈ZS1之间的距离为3cm。由对应的仿真结果可知，其流形为 稳定的极限环。依据极限环的定义，当极限环内部或外部的轨线在时，均趋近于极限 环。稳定的极限环暗示着电路处于软开关工作状态，该状态下开关器件功耗较小，发热量 低；而偏离极限环则意味着电路处于硬开关工作状态。当相图平面的轨线(流形)在外界干 扰偏离极限环时，通过反馈系统的作用可以自动回到极限环区域，则该极限环是一个稳定 的极限环。
[0055]图14和图15分别是通过Poincarg截面得到第一非接触变压器21的原边线圈的电 压aP1与副边线圈的电流iLS1的时域波形图与相图。可以直观地看出，实验得到的图12的流 形与仿真得到的图14的流形是拓扑等价的。同理图13与图15的流形也是拓扑等价的。由于 Pspice仿真用的所有元件均是集总元件，而实验电路存在分布参数，两者得到的图形有一 些偏差，但是其流形存在一种映射关系。简单的说可以通过一种映射变换使它们相互转化。 [0056]原边控制器利用极限环理论判断开关管S^S 6是否工作于软开关状态的方法是:在 开关管S^S4工作在软开关下的第一非接触变压器21的原边线圈电压^/^^与副边线圈电流 iLS1的相图中选取I、n、m、iv、v、vi、w、珊八条直线，八条直线围成的环形区域能包含极 限环的全部运行范围；四条直线I、n、m、iv互相平行，四条直线v、vi、w、珊互相平行，八 条直线的表达式分别为：
[0057] I： UL?i - ki ? iLsi+mi
[0058] II ： ul?i - ki ? iLsi+m2
[0059] HI ： ulpi - ki ? iLsi+m3
[0060] IV ： ulpi - ki ? iLsi+m4
[0061 ] V ： ulpi - h * iLsi+ms
[0062] VI ： ulpi - ki * iLsi+m6
[0063] VH ： ulpi = ki ? iLsi+m7
[0064] VI ： t/LPi = h iLsi+ms
[0065]其中，比例系数为々i、fe，mi~ms为常数项;根据实时获取的原边线圈电压api与副边 线圈电流iLS1的峰值大小，由原边控制器按原边线圈的电压t/LP1与副边线圈的电流九 51的峰 值取一定的比例设定比例系数如、和常数项nu~m8的大小得到8条直线卜珊。如图13所示， 当原边线圈的电压ULP1与副边线圈的电流ilSl 1的流形(通过实时采集电压ULP1与电流iisil的 信号值，得到的电压t/LP1与电流iLsn的相图，相图中的曲线可以称之为流形）的任意一点或 一部分均落在直线n、m、vi、w包围的四边形以外，且落在直线I、iv、v、珊包围的四边形 以内时，可以判定全控桥式变换器1的开关管Si~S 4工作在软开关状态。如图12所示，当原边 线圈的电压t/LPi与副边线圈的电流iLsn的流形有任意一点或一部分落在直线n、m、VI、VII 包围的四边形以内时，或者落在直线I、IV、v、VI包围的四边形以外时，可以判定全控桥式 变换器1的开关管Sl~S4工作在硬开关状态。
[0066] 原边控制器利用Poincare截面判断开关管SpS4是否工作于软开关状态的方法是： 用无量纲变量x表示原边线圈的电压t/LPi，用y表示副边线圈的电流iisi，在Poincai^截面的 相图中取不切线：
[0067] 2-f {k., y}；B ；S：：3： j >x： s-
[0068] 式中，R2表示二维实数空间，x、y表示横坐标与纵坐标。通过Poincarg截面判断极 限环的稳定性可以轻而易举的用ARM芯片(本电路使用STM32)编程实现。
[0069]原边控制器依据不切线2,参考图15中的流形，当副边线圈的电流iLS1过零时，原 边线圈的电压aP1接近于峰值(至少大于0.9倍峰值），且在一个电路周期之内副边线圈的电 流九51过零两次，两次检测到对应的原边线圈的电压a P1，原边控制器判定全控桥式变换器1 的开关管SpS4工作在软开关状态;如果在一个电路周期之内副边线圈的电流九 51过零次数 多余或少于两次，或者当副边线圈的电流iLS1过零时^^没有接近于峰值(小于0.9倍峰值）， 原边控制器判定全控桥式变换器1的开关管S^S 4工作在硬开关状态。
[0070] 图13和图15是当开关管S^S4进入软开关状态时原边线圈的电压aP1与负边线圈的 电流iLsn的相图，利用软开关状态的相图判断开关管SpS 4是否处于软开关状态，用于非接 触供电起始阶段时对非接触变压器的原边线圈ZP1和副边线圈Z S1之间的距离和相对水平位 置的调节。经过大量实验分析发现，当电路的开关频率及元件参数固定时，非接触供电线圈 的相对距离和相对水平位置(耦合系数幻变化会改变电路的传输效率。其中一个重要发现 是这一距离过近或过远均会使电路效率降低，只有该距离恰好合适的时（即在频率固定的 情况下，耦合系数1为某一个固定值，且随着频率改变而改变)开关管SpS 4才能工作在软开 关状态。且该条件下的电路对于负载变化具有较好的鲁棒性。当电路中的负载大小改变时， 电路的效率变化较小;特定端口的混沌现象得到抑制，可以使电路的效率明显提高。用混沌 方法判断一次开关管SpS 4是否进入软开关状态，其检测与反馈控制的调节时间在几个周期 (开关管频率通常为几十kHz，几个周期大概为0. lms左右）以内即可完成，对非接触变压器 的原边线圈ZP1和副边线圈ZS1之间的距离和相对水平位置的调节时间取决于调节电动机构 的反应时间。采用伺服电机电动机构，其总体时间可以控制在1~2秒钟以内，在此期间适当 降低电压或开关管S^S4的占空比以减小调节过程中的损耗。
[0071] 当采用上述方法调节第一非接触变压器21的原边线圈ZP1、副边线圈仏之间的距 离和相对水平位置之后，再用用同样方法调节第二非接触变压器22的原边线圈ZP2、副边线 圈之间的距离和相对水平位置使开关管S3~S6进入软开关状态，再用用同样方法调节第 三非接触变压器23的原边线圈Z P3、副边线圈ZS3之间的距离和相对水平位置使开关管SpSs、 S5~S6进入软开关状态。本实用新型只考虑三路非接触变压器参数完全均衡且的情况，因而 可以通过分析其中一路变压器的状态判断三路变压器的全部状态。通常用于电动汽车的非 接触充电系统，其原边线圈在地面下安装，为了减小车载副边电路的体积，将调节电动机构 安装在地面下，用于调节原边线圈的位置使对应的开关管进入软开关状态。
[0072] 非接触供电电路是非线性电路，其中广泛存在着混沌现象。随着电路参数的变化 可能出现混沌状态。本实用新型通过对关键参数的状态相图的分析，发现某些特定相图中 的混沌现象暗示着电路处于硬开关状态，而脱离混沌状态则表明电路处于软开关状态。此 外，在不同开关频率及非接触线圈耦合系数的条件下（在一定范围内），通过调节非接触线 圈的相对距离可以使电路进入软开关状态。基于这种发现，给出了简单的判断方法，并将这 种判断方法应用于反馈控制，得到了良好的效果。
[0073] 经过实际测量，对于应用该方案的310V直流供电的非接触系统，在1KW负载情况 下，可以得到91~93%的最高效率。本实用新型研究混沌现象产生的原因以及主要特征，用这 些特征实现自动控制，设计出高效实用的非接触供电系统。
[0074] 非接触充电系统采用定制的感应耦合线圈，原边控制器和副边控制器选用高性能 低功耗的ARM微处理器(STM32F103)。本实用新型的参数为:直流输入电压ft=310 V，工作频 率彡1.1 kW。反向太阳能供电模式下的变换器系统的参数 为：电压￡1=380￥，尺=45紐2，洗=310￥，/^*彡0.31^。正向充电模式下的实验结果如图16所 示，三个副边变换器可以等效为电流栗电路，其输出电流ica、i〇 2、i〇3的幅值相同，相位互 错120°。用本实用新型的拓扑结构构建的电路，当输入电压为直流310V(~220V交流整流得 到)且输出功率达到1KVA时，效率的最佳状态可超过94%。
[0075] 以上所述，仅为本实用新型较佳的【具体实施方式】，但本实用新型的保护范围并不 局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到 的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，包括直流电源ft、全控桥式变 换器(1)、非接触变压器、副边变换器、滤波电路(7)、B00ST升压电路(6)、充电投切装置(4)、 车载蓄电池、原边控制器和副边控制器，所述直流电源tt与电容β相连接，全控桥式变换 器（D与电容 Ch并联连接，全控桥式变换器（〇通过谐振电路与非接触变压器相连接，非接 触变压器分别与副边变换器相连接，副边变换器通过滤波电路(7)与BOOST升压电路(6)相 连接，BOOST升压电路(6)与车载蓄电池 ttat并联连接，车载蓄电池 ttat与充电投切装置⑷串 联连接;所述原边控制器与电源电压检测模块、电源电流检测模块、原边线圈电压检测模 块、原边驱动电路相连接，电源电压检测模块和电源电流检测模块设置在直流电源ft上，原 边驱动电路与全控桥式变换器（1)相连接，原边控制器通过无线通信与副边控制器相连接； 所述副边控制器与副边线圈电流检测模块、副边驱动电路、BOOST升压电路(6)、太阳能电池 电流检测模块、负载电流检测模块、负载电压检测模块、充电投切装置(4)相连接，副边驱动 电路与副边变换器相连接，太阳能电池电流检测模块与BOOST升压电路(6)相连接，负载电 流检测模块、负载电压检测模块与车载蓄电池相连接。2. 根据权利要求1所述的适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，所述全控桥 式变换器（1)包括二极管Di~D6,二极管Dl~D6上分别反并联有开关管Sl~S6,开关管Sl~S6均与 原边驱动电路相连接;所述非接触变压器包括第一非接触变压器(21 )、第二非接触变压器 (22)和第三非接触变压器（23)，副边变换器包括第一副边变换器（31)、第二副边变换器 (32)和第三副边变换器(33)，第一非接触变压器(21)、第二非接触变压器(22)和第三非接 触变压器(23)的原边线圈均与全控桥式变换器（1)相连接，第一非接触变压器(21)的副边 线圈与第一副边变换器(31)相连接，第二非接触变压器(22)的副边线圈与第二副边变换器 (32)相连接，第三非接触变压器(23)的副边线圈与第三副边变换器(33)相连接，第一副边 变换器(31)、第二副边变换器(32)和第三副边变换器(33)并联连接后与滤波电路(7)相连 接。3. 根据权利要求2所述的适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，所述第一副 边变换器(31)包括桥式连接的二极管D7、二极管D 8和电容G、电容β，二极管D7上反并联有开 关管S7，二极管D8上反并联有开关管S 8，开关管S7和开关管S8均与副边驱动电路相连接;所述 第二副边变换器(32)包括桥式连接的二极管D 9、二极管D1Q和电容β、电容C4;第三副边变换 器(33 )包括桥式连接的二极管Dn、二极管D12和电容β、电容β。4. 根据权利要求2所述的适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，所述第一非 接触变压器(21)、第二非接触变压器(22)和第三非接触变压器(23)的原边线圈为三角形连 接。5. 根据权利要求1或2所述的适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，所述 BOOST升压电路(6)包括开关管Sl3、电感Zl3、二极管Dl3和二极管Dl4,电感Zl3与太阳能电池 (5)串联连接后与二极管D 13并联连接，二极管D13上反并联有开关管S13，太阳能电池(5)、电 感心 3、二极管D13构成的串并联电路与二极管D14串联连接，开关管S13与副边驱动电路相连 接。6. 根据权利要求5所述的适用于电动汽车的非接触供电装置，其特征在于，所述车载蓄 电池 ftat和充电投切装置(4 )串联后的两端并联有电动机履，电动机胤与开关K串联连接，充 电投切装置(4)上反并联有二极管As。
【文档编号】H02J7/00GK205632155SQ201620279285
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年4月7日
【发明人】周成虎, 张秋慧, 黄明明, 王楠, 李松涛, 周诗洁
【申请人】河南工程学院