电机驱动控制装置和空调设备的制作方法

专利名称：电机驱动控制装置和空调设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及用PWM (Pulse Width Modulation :脉冲宽度调制)技术的180度通电方式的逆变器无位置传感器地驱动控制交流电机的技术。
背景技术：
作为廉价并可靠地驱动交流电机的电机驱动控制装置的技术，有进行PWM控制的逆变器进行的无位置传感器控制。该无位置传感器控制中，基于交流电机中流过的电流和施加的电压推定转子相位，所以不需要安装位置传感器。这样的无位置传感器控制，要求能够实现安装有位置传感器的控制的情况的同等以上的较宽的驱动范围和较高的运转效率。
作为无位置传感器控制，有基于交流电机的感应电压推定转子相位的方法。作为基于感应电压推定转子相位的方法，根据进行PWM控制的逆变器的通电方式(例如120度通电方式和180通电方式)，提出了几种控制方法。此处，将利用感应电压的无位置传感器120 度通电方式称为利用感应电压型120度通电方式，将利用感应电压的无位置传感器180度通电方式称为利用感应电压型180度通电方式。已知这些使用感应电压的无位置传感器控制方法的问题点在于，因为在交流电机的低速区域中感应电压较小，所以容易产生转子相位的推定误差。特别是，交流电机停止时，不产生感应电压，所以不能够推定转子相位。
于是，为了解决这·样的问题点，提出了利用磁饱和的无位置传感器控制方法。该方法利用磁饱和，在包括停止时的低速区域中也可以推定转子相位。例如，提出了使用120 度通电方式的情况下，检测随着在开路相(open phase)产生的磁饱和引起的电动势的方式 (称为利用磁饱和型120度通电方式)(参照专利文献I)。此处，开路相指的是使逆变器电路的上下臂的开关元件双方都停止的相。专利文献I的技术中，因磁饱和而在开路相产生的电动势，依赖于转子相位地变化，所以通过检测该电动势来推定转子相位。
但是，120度通电方式中电流波形变形，所以铁损增加，会使交流电机的效率降低。 于是，专利文献I的技术中，公开了在低速区域中使用利用磁饱和型120度通电方式，在中高速区域中切换为利用感应电压型180度通电方式的方式。后者(利用感应电压型180度通电方式)是正弦波驱动，与前者(利用磁饱和型120度通电方式)相比电流变形较小，能够抑制交流电机的效率降低。对此，在包括停止时的低速区域中，必须使用前者(利用磁饱和型120度通电方式)，所以在低速区域留下了电流变形较大的问题。
S卩，利用感应电压型180度通电方式，能够减小电流变形，但在交流电机的低速区域中，因为感应电压较小，所以转子相位的推定误差较大。此外，利用磁饱和型120度通电方式，使用在开路相产生的磁饱和产生的电动势，在交流电机的低速区域中也能够高精度地推定转子相位，但在低速区域中电流变形较大。
于是，提出了在使用电流变形较小的利用感应电压型180度通电方式的情况下， 为了在包括停止时的低速区域中推定转子相位而检测中性点电位的方法(称为利用中性点型180度通电方式)(参照专利文献2)。该方法利用检测的中性点电位与开路相的电动势同样依赖于转子相位，通过检测该中性点电位来推定转子相位。
先行技术文献
专利文献
专利文献1:日本特开2009-189176号公报
专利文献2 :日本特开2010-74898号公报发明内容
发明要解决的课题
但是，专利文献2中记载的利用中性点型180度通电方式的情况下，电流变形较 小，并且能够从低速区域到高速区域进行转子相位的推定，但为了检测中性点电位，检测系 统变得复杂。即，为了用利用中性点型180度通电方式检测中性点电位，需要在交流电机的 内部设置检测用的配线，所以交流电机的检测系统可能变得复杂，并且交流电机的电机可 能变得复杂。进而，在三相交流电机是空调设备的压缩机驱动用电机的情况下，需要从设置 于压缩机内部的压缩机驱动用电机引出4根线。其结果是，可能使空调设备成本提高，或者 使空调设备的可靠性降低。进而，在空调设备的内部必须进行检测系统的配线变更，所以也 存在不能够直接利用现有的空调设备等通用性不佳的问题。
于是，本发明鉴于这样的情况，课题在于提供一种电机驱动控制装置，其能够进行 从包括停止时的低速区域到高速区域都能够进行转子的位置检测、电流变形较小并且不需 要检测中性点电位的无位置传感器控制。
用于解决课题的方法
为了解决上述课题，本发明的电机驱动控制装置和使用该电机驱动控制装置的空 调设备，包括用PWM控制将从直流电源供给的直流电力转换为期望的交流电力，将该交流 电力供给到交流电机的逆变器；对流过上述交流电机的电机电流进行检测的电流检测单 元；对施加于上述交流电机的端子的电机施加电压进行检测的电压检测单元；输出180度 通电的脉冲信号，对上述逆变器进行PWM控制的控制单元；使上述脉冲信号中的规定相的 脉冲信号停止规定的停止期间的停止单元；和根据上述交流电机为规定的转速以下时的运 转状态，可变调整上述停止单元中设定的停止期间的调整单元。
发明效果
根据本发明，能够进行从包括停止时的低速区域到高速区域都能够进行转子的位 置检测、电流变形较小并且不需要检测中性点电位的无位置传感器控制。


图1是表示第一实施方式的电机驱动控制装置的电路结构的框图。
图2是表示图1所示的电压检测单元的详细电路结构的电路图。
图3是图1所示的逆变器中的U相电压、U相电流和脉冲信号的波形图，(a)表示 U相电压、U相电流和脉冲信号的关系，(b)表不部分放大图。
图4是表示图3所示的波形图的通电期间Ton和停止期间Toff中的U相端子电 压Vua的图。
图5是用第一实施方式的电机驱动控制装置驱动实际机器的情况下的U相电压、 U相电流和脉冲信号的波形图，Ca)表不U相电压的波形，(b)表不U相电流的波形，(C)表示脉冲信号的波形。
图6是图1所示的交流电机的各相端子电压检测时的示意图。
图7是表示图1所示的交流电机的转子相位与电动势的关系的特性图。
图8是表示图1所示的逆变器的脉冲信号的停止期间Toff与电流变形ε的关系的特性图。
图9是利用磁饱和型120度通电方式的逆变器中的开关波形图。
图10是表示图1所示的交流电机的转速ω、电流变形ε和脉冲信号的停止期间Toff的关系的特性图。
图11是图1所示的逆变器中的理想的U相电流的波形图。
图12是具有绕组可变单元和磁通量可变转子的情况下的交流电机的概念图。
图13是第二实施方式的使用了电机驱动控制装置的空调设备的结构图。
图14是压缩机驱动用的交流电机的转矩脉动和电机电流有效值的波形图。
图15是被图1所示的电机驱动控制装置驱动的交流电机的三相交流电压的矢量图。
图16是图1所示的180度通电单元中的自由运转重新启动时的相位推定的结构图。
符号说明
I交流电机
Ia U相绕组可变单元
Ib V相绕组可变单元
Ic W相绕组可变单元
Id磁通量可变转子
2直流电源
3逆变器
3a正极侧端子
3b负极侧端子
3c U相端子
3d V相端子
3e W相端子
4电流检测单元
5电压检测单元
5a U相电压检测单元
5aa第一分压电阻
5ab第二分压电阻
5ac开关单元
5b V相电压检测单元
5c W相电压检测单元
6180度通电单元(控制单元)
6a磁饱和型相位推定单元
6b感应电压型相位推定单元
6c相位推定切换单元
6d电压指令单元
6e PWM控制单元
6f速度推定单元
6g自由运转型相位推定单元
7停止单元
8调整单元
9压缩机
10空调设备
100电机驱动控制装置
VDC直流电压
IDC母线电流
Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn 开关兀件
Vu, Vv, Vw U相电压、V相电压、W相电压
Vua、Vva、Vwa U相端子电压、V相端子电压、W相端子电压
Vl电机电压
Iu、Iv、Iw U相电流、V相电流、W相电流
Il电机电流
νω感应电压
Vcou、Vcov、Vcow感应电压的U相成分、V相成分、W相成分
Ton通电期间
Toff停止期间
Tr回流期间
VO, V00, VOa 电动势
Θ转子相位
θa相位推定值
Θ V电压相位
Θi电流相位
θ ω感应电压相位
ω转速
a速度推定值
τ负载转矩具体实施方式
说明。 接着，对于用于实施发明的方式(以下称为“实施方式”)，适当参照附图进行详细
《概要》
本实施方式的电机驱动控制装置，在用无位置传感器控制地对交流电机供给电力的180度通电方式进行PWM控制的逆变器中，形成设置有使该逆变器的上下臂的开关元件 停止规定停止期间的相(开路相)的通电模式。通过测定该开路相中产生的磁饱和引起的电 动势，用该测定的电动势检测磁铁位置(转子相位)，能够从包括停止时的低速区域到高速 区域都进行无位置传感器控制。
180度通电方式中，一般基于电机电流测定转子相位,但在电机的转速为规定值以 下的情况下，不能够基于电机电流准确地测定转子相位。但是，如果将开关元件停止，则能 够准确地测定电动势。此时，能够测定的电动势，是磁饱和引起的电动势和感应电压的合 计。此磁饱和引起的电动势，因转子相位而不同。此外，感应电压因电机的转速而不同。从 而，只要知道电机的转速，就能够求出感应电压，能够通过从所测定的电动势中减去感应电 压，求出磁饱和引起的电动势。这样，在180度通电方式中使用开路相的停止期间，在包括 停止时的低速区域(电机的转速为规定值以下)，进行无位置传感器控制。进而，通过根据电 机的转速等调整开路相的停止期间，减少电流变形。
《第一实施方式》
〈电机驱动控制装置的整体结构〉
图1表示第一实施方式的电机驱动控制装置100的电路结构。电机驱动控制装置 100具有用PWM控制将从直流电源2供给的直流电力转换为所要求的交流电力、将该交流 电力供给到交流电机I的逆变器3 ;检测由逆变器3驱动的交流电机I中流过的三相交流 电流Iu、Iv、Iw (电机电流)的电流检测单元4 ;检测对交流电机I施加的三相交流电压Vu、 Vv, Vw (电机施加电压)的电压检测单元5 ;输出180度通电的脉冲信号、对逆变器3进行 PWM控制的180度通电单元(控制单元)6 ;使180度通电的脉冲信号中的规定相的脉冲信号 停止规定的停止时间的停止单元7 ;和根据交流电机I为规定的转速以下时的运转状态，调 整从停止单元7输出的180度通电的脉冲信号的停止期间的调整单元8。
〈电机驱动控制装置的动作概要〉
图1所示的电机驱动控制装置100中，直流电源2对逆变器3的正极侧端子3a与 负极侧端子3b之间施加直流电压VDC。逆变器3具有构成三相电桥的开关元件Sup、Sun、 Svp, Svn, Swp, Swn，用PWM控制将从直流电源2供给的直流电压VDC转换为三相交流电压 Vu、Vv、Vw。逆变器3将三相交流电压Vu、Vv、Vw、即电机施加电压对交流电机I施加时，交 流电压I中流过三相交流电流(电机电流)Iu、Iv、Iw。然后，交流电机I输出与从三相的逆 变器3用PWM控制输出的三相交流电流(电机电流)Iu、Iv、Iw相应的转矩。
此外，180度通电单元(控制单元)6对逆变器3供给以180度通电PWM控制的脉 冲信号时，逆变器3的各开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn以PWM控制的时序开关。由 此，从逆变器3对交流电机I供给PWM控制的三相交流电流(电机电流)Iu、Iv、Iw。
此时，调整单元8，根据逆变器3的驱动频率和交流电机I的运转状态(例如，交流 电机I的转速、转矩、电机电流、电机施加电压等)，使从停止单元7输出的180度通电的脉 冲信号的停止期间变化。由此，停止单元7，在从控制单元6对逆变器3供给的180度通电 的规定相的脉冲信号中，使脉冲信号的发送停止与调整单元8中设定的停止期间相当的期 间。
从而，逆变器3在用PWM控制180度通电的电流波形中，在停止期间(即开路相的 区间)中使要对交流电机I供给的电机电流的供给停止。由此，交流电机I中在停止期间(开路相的区间)中产生磁饱和引起的电动势，所以即使不设置位置传感器，也能够通过该电动势进行交流电机I的相位检测。
由此，能够通过脉冲信号的停止期间(开路相的期间)中产生的磁饱和引起的电动势高精度地推定转子相位。此外，转速在规定值以下的低速区域中电机电流极小，所以即使设置脉冲信号的停止期间也能够抑制电流变形。
以下，详细说明图1所示的电机驱动控制装置100的各部元件的动作。
〈电流检测单元〉
图1中，电流检测单元4检测流过逆变器3的负极侧端子3b的母线电流IDC，从该母线电流IDC提取三相交流电流(电机电流)Iu、Iv、Iw。但是，也可以在逆变器3的各相端子3c、3d、3e设置电流检测单元，以直接检测输出侧的三相交流电流Iu、Iv、Iw。
〈电压检测单元〉
电压检测单元5具有U相电压检测单元5a、V相电压检测单元5b、W相电压检测单元5c，分别以逆变器3的负极侧端子3b为基准，检测逆变器3的各相端子3c、3d、3e的端子电压Vua、Vva、Vwa (参照图2)、即电机施加电压。
图2表示图1所示的电压检测单元5的详细的电路结构。如图2所示，U相电压检测单元5a，具有第一分压电阻5aa、第二分压电阻5ab和开关单元5ac。其中，对检测电压分压的分压单元，不限定于此。此外，后述的磁饱和型相位推定单元6a (参照图16)的耐压较高的情况下，不需要设置分压电阻分压。此外，V相电压检测单元5b和W相电压检测单元5c是与U相电压检测单元5a同样的结构。
图2中，U相电压检测单元5a，具有使电压检测单元5与逆变器3之间切断的开关单元5ac，由此能够减少电压检测单元5的电路损失。即，在开关单元5ac为ON时，U相端子电压Vua被分压，U相端子电压Vua的分压电压被输入到磁饱和型相位推定单元6a。此时，第一分压电阻5aa和第二分压电阻5ab中产生损失。于是，在不进行电压检测的情况下， 能够使开关单元5ac成为OFF而减少电压检测单元5的电路损失。
即，图1所示的电机驱动控制装置中，电压检测单元5，如图2所示，通过具有用于与交流电机I的端子切断的开关单元(开关电路)5ac，能够减少在不需要电压检测而不使用电压检测单元5时的电力损失。
〈停止期间的生成〉
此处，用图3 (a)说明图1所示的逆变器3中的U相电压、U相电流和脉冲信号的波形。其中，图3 (b)是图3 (a)的部分放大图。图3 (a)中，纵轴将交流电机I的中性点表不为基准电位。图3 (a)的上部中，对于U相电压Vu用电压相位Θ V的cos函数表不为理想的电压波形。此外，图3 Ca)的中部、下部所示的Up、Un，表示基于后述的180度通电单元6输出的PWM控制的脉冲信号的U相的开关元件Sup、Sun (参照图1)的0N/0FF波形， 信号电平为“1”时表示0N，为“0”时表示OFF。其中，设开关元件Sup、Sun的开关特性是理相的心、U J ο
此处，考虑通过PWM控制，开关元件Sup、Sun双方为0FF，或者仅有一方为ON的情况。停止期间Toff表示基于后述的停止单元7 (参照图1)的停止信号，使U相的开关元件 Sup>Sun双方停止的期间。该停止期间Toff中，开关元件Sup、Sun双方都在OFF状态下停止。即，停止期间Toff是开路相的期间。此外，停止期间Toff以外的期间，是用通常的180度通电的PWM控制进行开关的通电期间Ton。
接着，对于逆变器3的U相端子电压Vua的波形特性，用图3 (b)和图4说明。图 4分通电期间Ton和停止期间Toff的情况在表中表示了 U相端子电压Vua。如图4所示， 在通电期间Ton的情况下，U相端子电压Vua在开关元件Sup为ON时是VDC/2，在开关元件 Sun 为 ON 时是-VDC/2。
此外，停止期间Toff中，U相端子电压Vua如下所述。成为停止期间Toff之后， 如图3 (b)所示，成为在与开关元件Sup和开关元件Sun分别反向并联连接的二极管中流过回流电流的回流期间Tr。该回流期间Tr，是U相电流Iu在与开关元件Sup或开关元件 Sun反向并联连接的二极管元件中回流的期间。此时，U相端子电压Vua依赖于U相电流Iu 的极性。
S卩，如图4的停止期间Toff所示，U相电流Iu为正(lu>0)时，因回流电流使与开关元件Sun反向并联的二极管元件导通，逆变器3的负极侧端子3b与U相端子3c成为相同电位，U相端子电压Vua成为-VDC/2。此外，U相电流Iu为负(lu〈0)时，因回流电流使与开关元件Sup反向并联的二极管元件导通，逆变器3的正极侧端子3a与U相端子3c成为相同电位，U相端子电压Vua成为VDC/2。
此外，U相电流Iu为零(lu=0)、回流期间Tr结束时，U相端子电压Vua依赖于开关元件Svp、Svn、Swp、Swn的0N/0FF状态。S卩，开关元件Svp和开关元件Swp为ON时,V相端子3d和W相端子3e与正极侧端子3a导通，U相端子电压Vua成为VDC/2。
同样地,开关元件Svn和开关元件Swn为ON时,V相端子3d和W相端子3e与负极侧端子3b导通，U相端子电压Vua成为-VDC/2。此外，开关元件Svp为ON且开关元件Swn 为ON时，因磁饱和现象，U相端子电压Vua成为电动势VO。此外，开关元件Svn为ON且开关元件Swp为ON时，因磁饱和现象，U相端子电压Vua成为电动势VOa (相对于测定电动势 VO时的电压相位，偏移180度时的电动势)。
S卩，U相的上下臂的开关元件Sup、Sun都为OFF的停止期间Toff中，V相和W相二相运转时，U相中产生磁饱和引起的电动势VO或VOa。从而，能够通过U相的电动势VO 或VOa推定转子相位。
〈实际机器驱动时的波形〉
图5表示了用二相调制型PWM控制方式驱动第一实施方式的电机驱动控制装置 100时，在包括电流的零交点附近设置U相的脉冲信号的停止期间Toff，设定U相的脉冲信号的停止期间Toff驱动实际机器的情况下的电压、电流和脉冲信号的各波形。横轴表示电压相位，纵轴表示电压、电流和脉冲信号的各电平。其中，U相电压以交流电机I的中性点为基准电位。
图5 (a)表示逆变器3的U相端子电压Vua，图5 (b)表示交流电机I中流过的U 相电流Iu，图5 (c)表示逆变器3的开关元件Sup的脉冲信号Up和 逆变器3的开关元件 Sun的脉冲信号Un0
如图5 (C)所示，停止期间Toff中脉冲信号Up、Un都为0FF，能够确认设定了脉冲信号Up、Un停止的区间。此外，也能够一并确认因为设定了脉冲信号停止的区间，所以停止期间Toff的区间中U相电流Iu为零。
〈磁饱和引起的电动势〉
此处，说明磁饱和现象。图6是检测图1所示的交流电机I的各相端子电压时的示意图，表示开关元件Svp和开关元件Swn为ON的情况(参照图4)下的各相端子电压Vua、 Vva、Vwa0该模式时，因为交流电机I的电路结构的对称性，理想情况应当是V相端子电压 Vva为VDC/2，W相端子电压Vwa为-VDC/2，U相端子电压Vua为O。但是，交流电机I的各相的电感因磁饱和而受到转子相位Θ的影响，所以并不均匀。因此，如图6所示，会产生电动势VO作为U相端子电压Vua。同样地，在开关元件Svn、Swp为ON的情况下，会产生电动势VOa作为U相端子电压Vua (参照图4)。
图7是表示图1所示的交流电机I的转子相位与电动势的关系的特性图，横轴表示转子相位Θ，纵轴表示电动势V0。已知图7所示的交流电机I的电动势V0,是转子相位 Θ的2倍的周期函数，利用该关系，就能够根据图1所示的U相电压检测单元5a的电动势 VO的检测值推定交流电机I的转子相位Θ。
〈180度通电单元〉
再次回到图1，180度通电单元6具有磁饱和型相位推定单元6a、感应电压型相位推定单元6b、相位推定切换单元6c、电压指令单元6d、PWM控制单元6e和速度推定单元6f, 输出逆变器3中的三相的各相开关兀件Sup Swn的PWM控制信号(脉冲信号)和交流电机 I的速度推定值《a。
磁饱和型相位推定单元6a，在停止期间Toff中，根据如图7所示的转子相位Θ与电动势VO的关系，基于电动势VO的检测值推定转子相位θ。以下，将这样的相位推定方式称为磁饱和型相位推定方式。该磁饱和型相位推定方式的长处，在于能够在交流电机I的包括停止时的低速区域中根据电动势VO的检测值推定转子相位θ这一点。其理由在于U 相的电动势VO与转速无关，在每次对V相-W相之间通电时产生。与此相对，磁饱和型相位推定方式的短处，如图3所示，在于停止期间Toff中没有流过电流，所以电流波形会变形这一点。
感应电压型相位推定单元6b，在通电期间Ton中，基于从电流检测单元4提取的三相交流电流Iu、Iv、Iw推定转子相位Θ。通电期间Ton中，因为用一般的180度通电使 U相电流Iu以正弦波状流过，所以能够与利用感应电压型180度通电方式同样地推定转子相位Θ。以下，将这样的相位推定方式称为感应电压型相位推定方式。该感应电压型相位推定方式的长处在于，因为不需要停止期间Toff，所以电流变形小这一点。与此相对，短处在于因为感应电压越低速越小，所以在低速区域中转子的相位推定精度降低这一点。
相位推定切换单元6c，基于通电期间Ton或者停止期间Toff，切换磁饱和型相位推定方式和感应电压型相位推定方式，输出转子相位Θ的相位推定值Θ a。例如,交流电机I的转速大于规定值(中高速区域)时切换为感应电压型相位推定方式，交流电机I的转速为规定值以下(低速区域)时切换为磁饱和型相位推定方式。
电压指令单元6d基于转子相位Θ的相位推定值Θ a,运算三相交流电压Vu、Vv、 Vw的指令值Vu' Vv*, Vw*。然后，将该指令值Vu' Vv*, Vw*发送到PWM控制单元6e。
PWM控制单元6e，基于PWM控制，将从电压指令单元6d取得的电压指令Vu' Vv' Vw*转换为180度通电用的PWM控制信号。该PWM控制信号是控制0N/0FF占空比的脉冲信号，使逆变器3的各开关元件Sup Swn开关而进行PWM控制。
速度推定单元6f，通过对转子相位的推定值即相位推定值0a进行模拟微分，来推定交流电机I的转速《，将转速ω的推定值即速度推定值输出到调整单元8。
〈停止单元〉
图1所示的停止单元7，输出用于使从PWM控制单元6e对各开关元件Sup Swn 输出的PWM控制的脉冲信号停止的停止信号。从停止单元7输出的停止信号，优先于从PWM 控制单元6e输出的PWM控制的脉冲信号，能够使开关元件Sup Swn停止。从而，即使从 PWM控制单元6e在180度的整个区间中都输出脉冲信号，在停止单元7设定的停止期间 Toff中，规定相的脉冲信号也停止。
〈调整单元〉
接着，说明图1所示的调整单元8调整从停止单元7输出的停止信号的停止期间 Toff的方法(I) (5)。
开始说明各方法之前，先说明各方法中共通的前提。
首先，说明脉冲信号的停止期间Toff与电流变形ε的关系。图8是表示图1所示的逆变器3的脉冲信号的停止期间Toff与电流变形ε的关系的特性图，横轴表示停止期间Toff，纵轴表示电流变形ε。其中，为了使说明简化，设电流波形仅因为停止期间TofT 而变形。
如图8所示，停止期间Toff为电角60度时的电流变形ε为ε 1，停止期间TofT 为电角O度时的电流变形ε为O。此处，电角60度是表示使用利用磁饱和型120度通电方式的情况下的停止期间Toff的值，电角O度是表示使用利用感应电压型180度通电方式的情况下 的停止期间Toff的值。
于是，对于使用利用磁饱和型120度通电方式的情况下的停止期间Toff为电角60 度的理由，用图9说明。图9表示利用磁饱和型120度通电方式的逆变器中的开关波形。 如图9所示，120度通电方式中，某一个相必然处于停止期间Toff。例如，如图9所示，电角 O 60度的范围中，U相+侧和W相-侧为通电相，V相的上下臂为停止期间Toff。此外， 电角60 120度的范围中，V相+侧和W相-侧为通电相，U相的上下臂为停止期间Toff。
因此，将停止期间Toff设定为电角60度以上时，二相以上的通电同时停止，所以交流电机I的全部三相中都没有流过电流，所以交流电机I不能够输出转矩。于是，为了避免这样的错误，而使停止期间Toff为电角60度以下。其中，虽然不使各停止期间Toff均匀也能够使某一个相的停止期间Toff为电角60度以上，但会失去电压、电流波形的对称性，所以不优选。即，使用利用磁饱和型120度通电方式的情况下的停止期间Toff为电角 60度。
回到图8，为了抑制电流变形ε，单纯地使用利用感应电压型180度通电方式即可。但是，利用感应电压型180度通电方式中，因为低速区域中感应电压较小，所以不能够用该利用感应电压型180度通电方式实现转子的位置检测。
于是,对图8进行修改,如图10所示,增加交流电机I的转速ω作为变量,表示电流变形ε和脉冲信号的停止期间Toff的关系。图10中，考虑在转速ω不足ωΟ的低速区域L的情况下，执行利用磁饱和型120度通电方式，在转速ω在ωΟ以上的高速区域H的情况下，切换为利用感应电压型180度通电方式，作为本实施方式的比较例。在该比较例的情况下，从高速区域H转移到低速区域L时，因为急剧地从180度通电切换到120度通电， 所以在低速区域L中电流变形ε急剧增加。
从而，方法(I)中，为了减少电流变形ε，如图3所示，采用设置了 U相的开关元件 Sup、Sun双方都为OFF的状态的停止期间Toff、即开路相的区间的新的通电方式。该新的通电方式中，基于交流电机I的转速推定值Qa调整该停止期间Toff。由此,在低速区域L 中，如图10的曲线Q所示,能够与交流电机I的转速ω相应地使电流变形ε的大小细致地变化，与比较例的情况相比能够抑制电流变形ε。S卩，如图1所示，调整单元8基于从速度推定单元6f输出的转速推定值oa，调整从停止单元7输出的停止期间Toff。
换言之，调整单元8考虑各相位推定方式的特性，交流电机I的转速ω越低，就越扩大从停止单元7输出的停止期间Toff，优先使用磁饱和型相位推定方式。但是，此时的停止期间Toff，是利用磁饱和型120度通电方式的停止期间以下，即电角60度以下。S卩，交流电机I的转速、转矩、电机电流、电机施加电压越低，则在电角60度以下的范围中越增加 180通电方式的脉冲信号的停止期间Toff。此外，交流电机I的转速ω较高时使用感应电压型相位推定方式。
此外，方法(2)中，交流电机I的转矩、逆变器3的三相交流电流、电压(即电机电流、电机施加电压)等越小，则调整单元8越扩大停止期间Toff，也可以优先使用磁饱和型相位推定方式。其理由在于，在将停止期间Toff设定为电角60度以下的条件下，母线电流 IDC的通电期间较短，不能够准确提取三相交流电流Iu、Iv、Iw的情况下，感应电压型相位推定方式中的推定精度降低。
此外，方法(3)中，交流电机I的转速ω越高，或者交流电机I的转矩、逆变器3 的三相交流电流、电压(即电机电流、电机施加电压)等越大，则调整单元8越缩小停止期间 Toff，优先使用感应电压型相位推定方式。其理由与上述方法(2)的情况相反，在于因为母线电流IDC的通电期间较长，所以能够准确地提取三相交流电流Iu、Iv、Iw，所以感应电压型相位推定方式的推定精度不会降低。其中，也可以使停止期间Toff无限缩小而成为零。
即，交流电机I的转速ω、转矩、电机电流、电机施加电压等越高，则使180通电方式的脉冲信号的停止期间Toff越减少，或者为零。由此，能够减小电流变形ε，能够实现交流电机I的效率的提高。
此外，方法(4)中，为了实现交流电机I的效率的提高，调整单元8也可以根据逆变器3的驱动频率改变停止期间Toff。例如，以逆变器3的驱动频率越高则越缩短停止期间Toff、逆变器3的驱动频率越低则越延长停止期间Toff的方式变化。
此外，方法(5)中，调整单元8也可以以包括U相电流Iu为零的时刻(零交点)的方式设定停止期间Toff。图11是图1所示的逆变器3中的理想的U相电流Iua的波形图， 即忽略了停止期间Toff的影响的理想的U相电流Iua的波形图。如图11所示，U相电流 Iua是电压相位Θ i的C0s函数，点P1、P2表示U想电流Iua为零的时刻(零交点)。从而， 如果以包括该零交点P1、P2的方式设定停止期间Toff，则图3 (b)中停止期间Toff开始时的U向电流Iu的绝对值IuO较小(接近零)。
此时，图3(b)中，因为回流期间Tr较短，所以除了检测电动势V0，在停止期间TofT 后也能够立刻检测电动势V00，能够使转子相位的检测时刻提前，并且提高相位推定精度。 此外，在检测停止期间Toff后的电动势VOO后，通过立刻解除停止期间Toff，能够缩短停止期间Toff，抑制电流变形。其中，为了防止同一相的上下开关元件的短路而设置的死区时间 (dead time)，与停止期间Toff等同。由此，也可以在死区时间中检测U相电流Iu，其为阈值以下的情况下，延长死区时间，检测电动势V0。
即，调整单元8优选将180度通电脉冲信号的停止期间Toff设定为包括交流电机 I的电机电流为零的期间。由此，能够缩短图3所示的回流期间Tr，用停止期间Toff后的电动势VOO使转子相位的检测时刻提前，所以能够缩短停止期间Toff。其结果是，能够进一步减小电流变形。
〈交流电机的绕组可变单元〉
进而，调整单元8也可以基于交流电机I的转子的磁通量或定子的绕组的匝数，调整停止期间Toff。图12表示交流电机I具有绕组可变单元和磁通量可变转子的情况下的交流电机I的概念。即，如图12所示，交流电机I也可以具有U相绕组可变单元la、V相绕组可变单元Ib和W相绕组可变单元lc，通过该绕组可变单元la、lb、lc，使交流电机I的各相的绕组的匝数变化而与磁通量可变转子Id连接。
已知图1所示的180度通电单元6，能够根据运转状态，使交流电机I的感应电压系数或电感变化。这一般用于扩大交流电机I的运转范围，例如在汽车和洗衣机等低速时要求大转矩的用途等。从而，如果应用该技术，则能够实现如图12所示的具有U相、V相、W 相绕组可变单元la、lb、Ic和磁通量可变转子Id的结构。
此时，增加感应电压系数或电感时，因为磁饱和现象增强，所以磁饱和型相位推定方式的相位推定精度提高。由此，调整单元8能够缩短停止期间Toff，结果能够将电流变形抑制为较小。此外，增加感应电压系数时，输出相同转矩所需的电流值较小，所以结果能够抑制电流变形的绝对值。进而，增加电感时，因为电流变形的高次谐波成分被抑制，所以能够减少交流电机I的铁损。
S卩，在交流电机I的转子的磁通量能够自由变化的情况下，调整单元8根据交流电机I的磁通量，使180度通电方式的脉冲信号的停止期间Toff变化，由此能够稳定地驱动该交流电机I。
此外，在切换交流电机I的定子的绕组的匝数的情况下，调整单元8根据交流电机的绕组的匝数，使180度通电方式的脉冲信号的停止期间Toff变化，由此能够稳定地驱动该交流电机I。
如以上说明，作为进行PWM控制的逆变器3的控制系统，通过具有电流检测单元5、 180度通电单元6、停止单元7和调整单元8的第一实施方式的电机驱动控制装置100的结构，在大于规定的转速(中高速旋转区域)时使用利用感应电压型180度通电方式进行转子相位的推定，在规定转速以下(低速区域)中设置与交流电机I的运转条件相应的停止期间 Toff，通过磁饱和引起的电动势进行转子相位的推定。由此，能够将电流变形抑制为最小限度，并且从包括交流电机I的停止时的低速区域到高速区域都执行无位置传感器控制。
《第二实施方式》
接着，作为第二实施方式，对于使用了第一实施方式的电机驱动控制装置100的空调设备10，用图13和图14进行说明。其中，对于与第一实施方式同样的内容省略说明。 图13表示将第一实施方式中记载的电机驱动控制装置100应用于驱动空调设备10的压缩机9的交流电机I的控制的情况下的结构图。
其中，图13中，压缩机9用作空调设备10中的热循环的驱动源。此外，图13中的符号3 8，是图1中的逆变器3、电流检测单元4、电压检测单元5、180度通电单元6、停止单元7和调整单元8。
此外，图14表示驱动压缩机9的交流电机I的转矩脉动和电机电流有效值的波形，横轴表示时间，纵轴表示压缩机9的负载转矩τ和交流电机I的电流有效值II。如图 14所示，压缩机9的负载转矩τ具有周期性的转矩脉动，是因为压缩机9的运转行程反复进行定期的压缩和膨胀。此时，使交流电机I的转速ω稳定化的方法，例如在日本特开 2006-180605号公报中有记载的、通过使用在交流电机I中流过与转矩波动(脉动成分)相反相位的转矩电流而抵消转矩的脉动成分的转矩脉动抑制控制能够实现。
使用该转矩脉动抑制控制时，如图14所示，交流电机I的电流有效值Il也与负载转矩τ同步地脉动。这是为了用交流电机I的转矩脉动抵消负载转矩τ的脉动。图14 中，点Pl Ρ3是交流电机I的电流有效值Il的各脉动周期中的极小值。但是，在每个脉动周期中交流电机I的电流有效值Il的极小值存在2个以上的情况(未图示)下，也可以对每个该极小值都设置开路相(停止期间Toff)。
S卩，第二实施方式中，调整单元8也可以以多个停止期间Toff分别包括电机电流有效值Il的极小点Pl P3的方式进行设定。通过这样的设定，仅在电机电流有效值Il 较小时发生电流变形，但能够抑制电流变形引起的转矩的变化，能够抑制对转矩脉动抑制控制的干涉。由此，能够从低速区域起稳定地驱动压缩机9。其结果是，使用进行这样的控制的电机驱动控制装置100的空调设备10，能够达成输出的宽范围化和高效率化。
此外，空调设备10中使用的压缩机的转矩脉动较大，所以电机电流有效值Il发生脉动，在这种情况下，也能够以包括交流电机的电流有效值绩效的期间的方式设置180度通电的脉冲信号的停止期间Toff。其中，在交流电机的电流有效值的极小值存在2个以上的情况下，也可以与各极小值对应地设置停止期间Toff。
其中，调整单元8在空调设备10的机械系统的I个周期与交流电机I的电角的I 个周期不同时，优选以包括包括电角的每I个周期中存在电机电流的有效值的最小值的期间的方式设定停止期间Toff·。
《第三实施方式》
第三实施方式中，对于使空转的交流电机I重新启动的情况，用图15、图16进行说明。图15表示用图1所示的电机驱动控制装置驱动的交流电机的三相交流电压的矢量的关系。此外，图16表示图1所示的180度通电单元6中的自由运转重新启动时的相位推定的结构例。其中，对于与第一实施方式重复的内容省略说明。其中，如果没有任何外力，只要使逆变器3的所有开关元件Sup Swn停止，则交流电机I停止。
在对交流电机I施加外力的情况下，即使保持使逆变器3停止，交流电机I也开始旋转(空转)。然后，如图15所示，交流电机I中，产生与转速ω相应的感应电压νω。此时的感应电压νω的U相、V相、W相成分，分别为νωιι、νων、Vcow。此外，感应电压相位 θ ω，是感应电压Vco与U相方向所成的角度。d轴表不转子方向，感应电压相位θ ω与转子相位Θ的相位差为90度。
此处，将交流电机I从旋转(空转)的状态稳定地启动的状态称为自由运转重新启动。该自由运转重新启动中，为了防止启动冲击，需要在启动前推定转子相位Θ。
于是 ，对于使用图16所示的结构、在交流电机I启动前推定转子相位Θ的方法进行说明。直到自由运转重新启动前，都不存在通电相。因此，没有流过母线电流IDC，180度通电单元6的感应电压型相位推定单元6b不能够应用于推定相位。此外，从电压检测单元 5得到的电压，仅有W相的感应电压νω，所以也不能够应用利用磁饱和型相位推定单元6a。 于是，使用自由运转型相位推定单元6g，根据W相的感应电压νω推定转子相位Θ。
该自由运转型相位推定单元6g，如上所述，因为图15的感应电压相位θ ω与转子相位Θ的相位差为90度，所以能够推定转子相位Θ。S卩，如日本特开2005-137106号公报所公开的那样，通过使用根据磁饱和引起的感应电压相位检测转子相位的技术，能够推定交流电机I的转子相位Θ。然后，推定转子相位Θ之后，开始利用感应电压型180度通电方式。
S卩，相位推定切换单元6c，使相位推定方式从自由运转型相位推定单元6g切换到感应电压型相位推定单元6a。但是，转速较低时感应电压νω较小，所以根据感应电压相位推定转子相位的方式中推定精度较小，所以可能因转子相位的检测误差而发生启动冲击， 或者自由运转重新启动失败。
于是，第三实施方式中，在使用自由运转型相位推定单元6g推定转子相位Θ之后，使相位推定方式切换为磁饱和型相位推定单元6b。同时，将电压检测值的绝对值最小的相作为停止期间Toff，开始磁饱和型180度通电方式，由此抑制启动冲击，并且可靠地进行自 由运转重新启动。
图15中，例如，如果电压相位θ ω是O彡θ ω彡/3，则| V ω u | > | V ω ν |、并且 I Vco w I > I Vco V I 成立。
即，V相感应电压V ω ν的绝对值，在U相、V相、W相三相中最小。
于是，停止单元7对于V相设置停止期间Toff，开始U相与W相之间的通电。由此，通过使电压值的绝对值最小的相停止，能够抑制最开始施加的电机电压Vl与感应电压 νω的相位差Λ θ ω，抑制交流电机I的启动冲击。
即，交流电机I空转时，停止单元7使电压检测单元5检测出的电压检测值的绝对值为最小值的相的脉冲信号停止规定的停止期间Toff。由此，180度通电单元(控制单元) 6，能够通过与停止期间Toff不对应的相的脉冲信号对逆变器3进行PWM控制，使交流电机 I启动。由此，能够没有交流电机I的启动时的变动地进行平滑的启动。
以上，本实施方式的电机驱动控制装置100和使用了电机驱动控制装置100的空调设备10，具有用PWM控制将从直流电源2供给的直流电力转换为所要求的交流电力、 将该交流电力供给到交流电机I的逆变器3 ;检测上述交流电机I中流过的电机电流的电流检测单元4 ;检测对上述交流电机I的端子施加的电机施加电压的电压检测单元5 ;输出 180度通电的脉冲信号、对上述逆变器进行PWM控制的控制单元8 ;使上述脉冲信号中的规定相的脉冲信号停止规定的停止时间的停止单元7 ;和根据上述交流电机I为规定的转速以下时的运转状态，可变调整上述停止单元7中设定的停止期间的调整单元8。因为具有这样的结构，所以电机驱动控制装置100和空调设备10能够进行从包括停止时的低速区域到高速区域都能够进行转子的位置检测、电流变形较小并且不需要检测中性点电位的无位置传感器控制。
其中，本发明的电机驱动控制装置100和空调设备10的实施方式进行了具体说明，但本发明不限定于上述各实施方式的内容，能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。
即，本发明不限定于上述第一实施方式至第三实施方式的内容，能够进行各种变 形。换言之，上述实施例是为了易于理解地说明本发明而详细举例表示的，并不限定于必须 具有上述说明的所有结构。此外，也能够将某个实施方式的结构的一部分替换为其他实施 方式的结构，进而，也能够在某个实施方式的结构上添加其他实施方式的结构。
此外，对于各实施方式的结构的一部分，也能够追加、删除、置换其他实施方式的 结构。进而，上述各结构、功能、处理部、处理单元等的一部分或全部，例如可以通过用集成 电路设计等而用硬件实现。此外，上述各结构、功能等，也可以通过处理器解释、执行实现各 功能的程序而用软件实现。其中，实现各功能的程序、表、文件等信息，能够保存在存储器、 硬盘、SSD (Solid State Drive :固态驱动器)等记录装置、或者 IC (integrated circuit) 卡、SD卡、DVD (Digital Versatile Disc)等记录介质中。此外,控制线和信息线表示了认 为说明上必要的那些，并不一定表示了产品上所有的控制线和信息线。实际上也可以认为 几乎所有结构都相互连接。产业上的利用可能性
根据本发明，不限于对空调设备中使用的交流电机进行驱动控制的电机驱动控制 装置，也能够有效地用作对冷藏库、洗衣机、电动吸尘器等家用电器中使用的交流电机进行 驱动的电机驱动控制装置。
权利要求
1.一种电机驱动控制装置，其特征在于，包括 用PWM控制将从直流电源供给的直流电力转换为期望的交流电力，将该交流电力供给到交流电机的逆变器； 对流过所述交流电机的电机电流进行检测的电流检测单元； 对施加于所述交流电机的端子的电机施加电压进行检测的电压检测单元； 输出180度通电的脉冲信号，对所述逆变器进行PWM控制的控制单元； 使所述脉冲信号中的规定相的脉冲信号停止规定的停止期间的停止单元；和根据所述交流电机为规定的转速以下时的运转状态，可变调整所述停止单元中设定的停止期间的调整单元。
2.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元，可变调整所述停止期间使得在电角I个周期中包括所述电机电流为零的期间，对所述停止单元设定该停止期间。
3.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元，可变调整所述停止期间使得在电角I个周期中包括所述电机电流的有效值为极小值的期间，对所述停止单元设定该停止期间。
4.如权利要求3所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元，在电角I个周期中所述电机电流的有效值的极小值存在多个时，与各个所述极小值对应地，对所述停止单元设定多个停止期间。
5.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元中，所述交流电机的转速、转矩、所述电机电流、所述电机施加电压中的至少一个越低，越在电角60度以下的范围中增加所述停止期间，对所述停止单元设定该停止期间。
6.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元中，所述交流电机的转速、转矩、所述电机电流、所述电机施加电压中的至少一个越高，越减少所述停止期间或者使其为零，对所述停止单元设定该停止期间。
7.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元，根据所述逆变器的驱动频率可变调整所述停止期间，对所述停止单元设定该停止期间。
8.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述电压检测单元，具有使所述交流电机的端子与该电压检测单元的连接状态ON/OFF的开关单元。
9.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述交流电机空转时， 所述停止单元，使所述电压检测单元检测出的电压检测值的绝对值为最小值的相的所述脉冲信号停止规定的停止期间， 所述控制单元，用与所述停止期间不对应的相的脉冲信号对所述逆变器进行PWM控制，使所述交流电机启动。
10.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述交流电机能够任意改变磁通量时，所述调整单元，根据所述磁通量可变调整所述停止期间，对所述停止单元设定该停止期间。
11.如权利要求1所述的电机驱动控制装置，其特征在于 所述调整单元，根据所述线圈的匝数可变调整所述停止期间，对所述停止单元设定该停止期间。
12.—种空调设备，其特征在于 由权利要求1 11中任一项所述的电机驱动控制装置所驱动。
13.如权利要求12所述的空调设备，其特征在于 所述调整单元，在所述空调设备的机械系统的I个周期与所述交流电机的电角的I个周期不同时，以在电角的每I个周期中包括存在所述电机电流的有效值的最小值的期间的方式可变调整所述停止期间，对所述停止单元设定该停止期间。
全文摘要
本发明提供一种电机驱动控制装置和空调机，其进行从包括停止时的低速区域到高速区域都能够进行转子的位置检测、电流变形较小并且不需要检测中性点电位的无位置传感器控制。180度通电单元(控制单元)以180度通电对逆变器供给PWM控制的脉冲信号时，逆变器的各开关元件被PWM控制而开关。由此，从逆变器对交流电机供给PWM控制的三相交流电流。此时，调整单元根据交流电机的运转状态(转速、转矩、电机电流、电机施加电压等)，改变从停止单元输出的180度通电的脉冲信号的停止期间。由此，停止单元在从180度通电单元对逆变器供给的脉冲信号中，在与调整单元设定的停止期间相当的期间中使规定的相的脉冲信号的发送停止。
文档编号F24F11/02GK103036503SQ20121030688
公开日2013年4月10日 申请日期2012年8月24日 优先权日2011年9月29日
发明者隅田悟士, 樋爪达也, 能登原保夫 申请人:日立空调·家用电器株式会社