一种基于能量的频率鉴别方法和装置与流程

本发明涉及卫星定位、信号跟踪、通信领域，涉及一种基于信号能量等信息的频率鉴别、信号跟踪的方法和装置。

背景技术：

对于全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System，GNSS)接收机来说，它的主要任务就是维持本地信号与接收信号之间的同步。随着GNSS系统的广泛应用，越来越多的服务和应用要求接收机工作在恶劣的环境中，如高动态、弱信号环境等。在高动态环境下，接收到的信号变化非常迅速，接收机跟踪环路必须能够及时反映这种变化以实现精确跟踪，否则，极易发生信号失锁而导致系统不能正常工作。当信号受到遮挡时，如树林遮挡、室内等环境，信号能量急剧衰减使得信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)很低。这些苛刻的应用环境对接收机的性能提出了更高的要求。

一般来说，在接收机中，通过一个载波跟踪环路来跟踪接收到的信号的载波，通过一个码跟踪环路来跟踪接收到的信号的伪随机码(Pseudo Random Code，PRN)。对于载波跟踪环路来说，通常使用锁相环(Phase Locked Loop)来跟踪载波相位或者通过锁频环(Frequency Locked Loop)来跟踪载波频率。近些年出现了一些利用卡尔曼滤波器方法来实现载波跟踪的，它们在一定程度上提高了跟踪精度和系统鲁棒性，但是其实现代价太高而难以大量应用。在锁频环中， 鉴频器通过鉴别相邻两个历元的相位差实现频率残差的测量。相比锁相环，由于锁频环对于绝对相位差并不敏感，因此它可以容忍更大的频率偏差，通常用在捕获转跟踪或者高动态的情形下。此外，其对抗外界有色噪声的能力也较锁相环突出，因此，面对越来越苛刻的应用环境要求，一个优良的锁频环更适合于提高接收机的性能。

目前针对导航卫星信号频率跟踪的频率鉴别器主要有：四象限ATAN(ATAN2)、二象限ATAN(ATAN)、交叉点乘(Cross-point，CP)和符号交叉点乘(Decision Directed Cross-point，DDCP)等。这些鉴频器都是基于相邻两个历元的相位差来实现频率鉴别的。此外由于在导航卫星信号上还调制有数据信息，当数据符号发生改变的时候，会引入载波信号的相位突变，因此，在接收机中通常采用ATAN或者DDCP。近些年，一些更先进的时分复用(Time Division Data Multiplexing，TDDM)导航信号和无数据(Pilot)导航信号被应用在现代GNSS系统中。对于这些新体制导航信号，原有的基于相位差的鉴频器不能充分发挥导航信号的性能，从而造成接收机性能下降。

技术实现要素：

有鉴于此，克服现有技术的不足，本发明提供一种基于能量的频率鉴别方法和装置，通过跟踪卫星导航信号，利用频率残差和相关能量之间的关系鉴别出本地信号与接收信号之间的频率差别，既可以实现传统导航信号的频率跟踪，又能充分发挥新体制导航信号的性能，提高接收机的跟踪灵敏度。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明提供了一种基于能量的频率鉴别方法，所述方法：

在GNSS接收机跟踪通道中，本地存在三路复载波信号，分别为超前路复 载波S_E、即时路复载波S_P和滞后路复载波S_L；三路(不限于三路，可依据应用需要进行调整为五路甚至更多)本地复制伪码信号，分别为超前码C_E、即时码C_P和滞后码C_L；

接收外部输入的卫星导航信号，首先将输入卫星信号与三路本地复载波信号S_E、S_P和S_L进行混频；

将所述的即时路复载波S_P的混频结果与码环所复制的超前C_E、即时C_P和滞后C_L伪码进行相关运算，得到I_PE、I_PP、I_PL、Q_PE、Q_PP和Q_PL；

将所述的超前路复载波S_E混频结果和滞后路复载波S_L混频结果分别与码环所复制的即时路C_P伪码进行相关运算，得到I_EP、I_LP、Q_EP和Q_LP；

根据设定的相干积分时间T_I，将所述的相关运算结果分别送入积分-清除器中进行时间长度为T_I的相干积分，得到I_PES、I_PPS、I_PLS、Q_PES、Q_PPS、Q_PLS、I_EPS、I_LPS、Q_EPS和Q_LPS；

将积分-清除器输出的多路相干积分值送入能量计算单元中计算各路相关能量值，得到PE²、PP²、PL²、EP²和LP²；

将所述的相干积分结果I_PPS和Q_PPS送入载波相位鉴别器中进行载波相位差估计；

将所述PE²、PP²、PL²能量值送入码鉴别器中进行码相位差估计；

将所述PP²、EP²和LP²能量值送入频率鉴别器中进行载波频率差估计；

将相应的估计值分别送入锁相环路滤波器、锁频环路滤波器和码环路滤波器。在环路选择控制器的作用下切换锁相环和锁频环工作状态。

将滤波后的反馈参数，分别反馈至载波数控振荡器和伪码数控振荡器，进而实现载波相位和载波频率、码相位和码频率的实时调节，最终实现GNSS信号的跟踪。

优选的，所述三路复载波信号，具体为：

根据当前设定的相干积分时间T_I确定三路载波频率间隔Δf_d，其范围为(0，1/T_I]。其中，超前复载波与即时复载波的频率间隔和滞后复载波与即时复载波的频率间隔相同。

优选的，所述三路复制伪码信号，具体为：

通过伪码数控振荡器与伪码序列发生器产生超前路C_E伪码信号，C_E信号经延迟移位寄存器，等时间间隔分别产生C_P和C_L。其相邻两路伪码信号码片根据当前系统运行状态确定，其典型范围为(0，1/2]码片。

优选的，所述载波相位鉴别器，具体为：

可采用传统的载波鉴相器，如arctan(Q/I)、Q/I、Q*I或Q*sign(I)等。

优选的，所述频率鉴别器，具体为：

根据频率残差和相关能量之间的关系，通过三路复载波支路的相关能量计算得到频率差的估计值，本发明给出的能量频率鉴别器为

和

优选的，所述码相位鉴别器，具体为：

可采用传统的码相位鉴别器，如传统的基于幅值的码鉴相方法

传统的基于能量的码鉴相方法

本发明还提供了一种基于能量的频率鉴别的装置，所述装置包括：天线、卫星导航信号采样量化模块、相关积分-清除模块、误差鉴别模块、反馈控制模块、本地复制信号产生模块和处理器。其中，

所述天线用于接收卫星导航信号；

所述卫星导航信号采样量化模块，用于滤波、自动增益控制，将卫星信号下变频到中频信号并完成采样量化，得到数字中频信号；

所述相关积分-清除模块，用于实现通道中各路载波混频、伪码相关、相干积分-清除功能等；

所述误差鉴别模块，通过载波相位鉴别器、频率鉴别器和码鉴别器完成本地复制载波、伪码信号与接收信号中相关参数的估计；

所述反馈控制模块，实现载波环路参数滤波和码环路参数滤波，并给出最终环路反馈参数；

所述本地复制信号产生模块，用于产生各路本地复制复载波和伪码信号；

所述处理器实现跟踪通道初始化、状态控制、定位解算、授时等功能。

本发明与现有技术相比的优点在于：

在现有技术中，对于载波跟踪，鉴频器都是通过基于相邻两个历元的相位差来实现的。由于在导航卫星信号上还调制有数据信息，当数据符号发生改变的时候，会引入载波信号的相位突变，因此，在接收机中通常采用ATAN或者DDCP类型的鉴频器。在现代GNSS系统中，部分导航卫星信号采用先进的TDDM或Pilot调制方式。对于这些新体制导航信号，原有的基于相位差的鉴频器由于数据信息的调制而不能充分发挥新体制导航信号的性能，从而造成接收机性能下降。本发明采用能量鉴别的思想，利用频率残差和相关能量之间的关系实现频率误差鉴别，可以充分发挥新体制导航信号的优点，同时有更大的牵 引范围和抵抗噪声干扰的能力。此本发明具有较高的商用价值。

附图说明

图1GNSS导航接收机框架。

图2本发明通道跟踪原理图。

图3本发明能量频率鉴别方法和载波鉴相器、码鉴相器的工作流程图。

图4频率残差和归一化相关能量之间关系图。

图5本发明能量鉴频器频率响应图。

图6本发明实施例的装置结构示意图。

具体实施方式

本发明方法根据频率残差和相关能量之间的关系实现频率误差鉴别。本地存在多路不同频率的载波信号，将接收到的信号分别与各路载波信号混频，计算出各路能量进而实现频率鉴别与信号跟踪。这与传统的基于相位差的鉴频方法存在本质上的区别。下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进一步详细阐述。

图1是一个典型的GNSS导航接收机框架。接收机天线106接收所有可见的卫星101信号。信号经过滤波、放大、下变频后，射频前端102将带有噪声的导航信号采样、量化成数字中频信号IF。基带信号处理单元103接收并处理中频信号。通常来说，存在多个并行通道107{通道1，通道2，...通道n}同时处理各个卫星的信号。这个过程既可以通过硬件实现，也可以通过软件实现。通过捕获、跟踪各个信号，基带信号处理模块给出各个卫星的测量数据104。定位、导航解算单元105根据获取的测量数据104完成定位、测速、授时等功能。

所述的基带信号处理单元103中的各个处理通道107通过跟踪环路实现对接收到的卫星信号的跟踪。图2为本发明基于能量鉴频方法的跟踪环路原理图，实现图1中的通道跟踪环路107。本地接收到的卫星导航信号经过下变频、采样量化之后，得到的中频信号200可以表示成：

其中，P是接收到的信号的总能量，d[n]表示调制的数据信息，c[n]表示伪随机扩频码，f_IF表示下变频之后的中心频率，T_s表示采样时间间隔，表示即时载波相位，η[n]表示热噪声，通常认为是加性高斯白噪声。

本地载波发生器229产生3路复载波信号，S_E、S_P和S_L，其对应的频率分别为f_p-Δf_d，f_p和f_p+Δf_d，其中Δf_d表示三路复载波信号之间的频率间隔，f_p表示S_P路复载波信号频率。典型的复载波信号通常可以通过数控振荡器(Numerical Controlled Oscillator，NCO)与正弦查找表和余弦查找表产生。输入中频信号200与本地载波信号送入复混频器201、202和203中，完成载波剥离。

本地伪码发生器228产生三路(此处以三路为例，但不限于三路)相位延迟伪码信号，C_E、C_P和C_L。码相位间距d可以按照需要设定，通常为0.5码片，为了提高跟踪精度、抵抗多径，窄相关码相位间距可以继续缩小，如0.1码片。典型的延迟伪码信号可以通过移位寄存器等时间间隔移位实现。然后，即时路复载波S_P的混频结果与三路伪码C_E、C_P和C_L信号分别通过相关器207、206和208相关，实现伪码剥离；超前路复载波S_E的混频结果和滞后路复载波S_L的混频结果与即时路伪码C_P信号分别通过相关器204、205相关，实现伪码剥离。

相关之后的结果被分别送入积分器209、210、211、212、213中，根据预 先设定的相干积分时间完成相干积分。相干积分结果分别送入214、215、216、217、218中计算各支路能量。频率鉴别器使用214、215和216给出的能量计算载波频率误差；相位鉴别器利用211给出的相干积分结果计算载波相位误差；码鉴别器利用216、217和218给出的能量计算码相位误差。环路滤波器222、223和224分别对219给出的载波频率误差、220给出的载波相位误差和221给出的码相位误差滤波，得到相应参数的反馈估计值。根据当前环路工作状态，选择控制器225完成锁相环和锁频环的切换，最终载波环路反馈参数送入载波发生器229中，使本地复制即时路载波S_P尽量与输入信号同步。码环路滤波器反馈结果与辅助控制器226的辅助反馈结果送入加法器227中，合成最终码环路反馈结果，并送入伪码发生器228中，使本地即时路伪码C_P尽量与输入信号同步。

具体的，图3给出了图2中基于能量的频率鉴别方法的鉴频器和码鉴相器工作流程图。所述方法包括以下步骤：

步骤301，获取输入中频信号IF；

具体的，可以通过接收机射频前端RF 102采样量化得到。

步骤302，产生本地三路复载波信号S_E、S_P和S_L；

具体的，即时路S_P复载波信号频率为f_p，超前路S_E复载波信号频率为f_p-Δf_d，滞后路复载波信号频率为f_p+Δf_d。典型的可以通过数控振荡器与正弦查找表和余弦查找表实现。

步骤303，输入信号与本地三路复载波信号混频，得到6路混频结果，I_E、I_P、I_L、Q_E、Q_P和Q_L；

具体的，输入信号可以通过复混频器201、202和203与本地信号混频，每个本地载波都存在同相支路和正交支路，混频后得到6路混频结果，I_E、I_P、 I_L、Q_E、Q_P和Q_L。

步骤304，产生本地三路等间隔相位延迟伪码信号，C_E、C_P和C_L；

具体的，本地可以通过数控振荡器与伪码序列发生器产生C_E路伪码信号，C_E路信号经延迟移位寄存器，等时间间隔分别产生C_P和C_L，这个操作与传统延迟伪码信号产生方法一样。

步骤305，所述步骤303得到的混频结果与所述步骤304得到的延迟伪码信号相关，剥离伪码；

具体的，I_E、I_P、I_L、Q_E、Q_P和Q_L与即时路伪码C_P相关，得到I_EP、I_PP、I_LP、Q_EP、Q_PP和Q_LP。此外，I_P和Q_P还与C_E和C_L分别相关，得到I_PE、I_PL、Q_PE和Q_PL，

I_E×C_P＝I_EP

I_P×C_P＝I_PP

I_L×C_P＝I_LP

Q_E×C_P＝Q_EP

Q_P×C_P＝Q_PP

Q_L×C_P＝Q_LP

I_P×C_E＝I_PE (6)

I_P×C_L＝I_PL

Q_P×C_E＝Q_PE

Q_P×C_L＝Q_PL

步骤306，根据设定的相干积分时间，对所述步骤305的相关结果进行相干积分；

具体的，设定相干积分时间T_I，如通常GPS接收机中采用和伪码周期相同长度的1ms，受到导航信号上调制的数据码率的限制，其最长相干积分时间长度为20ms。根据这个相干积分时间，将所述步骤305得到的相关结果相干积分，得到结果I_EPS、I_PPS、I_LPS、Q_EPS、Q_PPS、Q_LPS、I_PES、I_PLS、Q_PES和Q_PLS。

步骤307，计算各支路能量；

具体的，为了提高对弱信号的跟踪能力，除了所述步骤306的相干积分之外，通常还会通过非相干积分进一步提高信号能量。最终得到各支路能量：EP²、LP²、PP²、PE²和PL²，

步骤308，计算本地信号与接收到的信号之间的各参数误差

具体的，当本地载波与输入信号载波频率同步时，相关能量存在最大值；当本地载波频率与输入信号载波频率不一致时，会存在相关能量损失。图4是归一化相干积分结果与载波频率偏移之间的关系，两者符合sinc(·)函数分布，而归一化相干积分能量与载波频率偏移之间符合sinc²(·)分布。利用这一相干积分能量与载波频率偏移之间关系，本发明中两种可行的基于能量的频率鉴别方法为

和

其中Δf_d为三路复载波之间的频率间隔。根据步骤306所述的相干积分时间T_I，一个典型的频率间隔Δf_d可以选取为1/(2T_I)，根据需要可以适当调节所述的频率 间隔，其范围为(0，1/T_I]。

对于载波相位差，可以采用传统的载波相位鉴相器，其表达式为

或或或等

对于码环路，可以采用传统的超前减滞后(Early Minus Late，EML)码鉴相方法。传统的基于幅值的码鉴相计算方法可以为

基于能量的码鉴相计算方法可以为

得到的载波鉴相、载波鉴频、码鉴相结果经过载波环路滤波、码环路滤波后给出其相应的环路反馈参数。根据接收机需要，可以使用载波辅助码环跟踪进一步提高接收机的鲁棒性，如图2中辅助控制器226。

上述过程中：

(一)输入信号与本地三路复载波信号混频，以即时路S_P与即时路伪码信号C_P信号相关为例，对于相干积分时间T_I，相干积分结果为

其中，Δτ_P，k，Δf_P，k，分别表示输入信号与本地复制信号之间的码相位误差、载波频率误差和载波相位误差，k代表第k个历元，R(·)表示伪随机码的自相关函数，Sinc(·)＝sin(x)/x，η_P，I，k和η_P，Q，k分别表示同相支路和正交支路的噪声。

(二)如果忽略相干积分结果(12)中的噪声，对于相干积分时间为T_I的相干积分结果，在历元k，其能量为

其归一化能量与载波频率偏差之间的关系见图4。

(三)对于另外两路，超前路复载波S_E和滞后路复载波S_L，混频后也与即时路伪码信号C_P信号相关，同样的，其能量分别为

(四)利用泰勒公式，sinc²(πΔfT_I)可以表示成

其中，Θ＝(πT_I)²/3，当相干积分时间确定后，其可以看做成一个常量。图4给出了一阶泰勒展开之后的归一化能量与载波频率偏差之间的关系。因此，输入信号与三路复载波混频，与即时路伪码信号C_P信号相关之后的结果分别可以近似表示成

其中，H＝PR²(Δτ_P，k)表示即时路PP相关积分能达到的最大能量。从式(17)中，可以得到

进一步简化，得到基于能量的频率鉴别方法表达式为

由此，还可以得到另外一个类似的鉴频方法公式

也为本发明中能量鉴频方法的实现方法。图5为本发明能量鉴频器在不同信噪比下的频率响应图。

本发明的一个实施例如下，但本发明并不局限于这一个实现方式。

图6为本发明实施例的装置结构示意图。如图6所示，虚线框内部分是实现本发明的装置，本发明可以用本装置实现，但不局限于图6所示装置。整个装置包括：天线、射频前端RF模块、采样量化模块、相关积分-清除模块、误差鉴别模块、反馈控制模块、处理器和本地复制信号产生模块。其中，天线601负责接收导航卫星信号，射频前端602对接收到的信号进行放大、滤波和下变频等操作；采样量化模块603负责自动增益控制、采样、量化中频信号，并提供中频和时钟信号。

处理器608通过总线配置各跟踪通道和各种初始化参数，如捕获成功后给出的初始码相位、初始载波频率等。通道内的相关积分-清除模块604接收前端给出的中频信号，并与本地复制信号产生模块607产生的本地信号进行混频、相关、积分、清除等操作，得到各个支路的相关能量值。误差鉴别模块605按照本发明所述方法给出信号相应参数的误差估计值。反馈控制模块606对各参数估计值进行滤波，并根据系统运行状态做出相应调整，将最终反馈参数反馈给本地复制信号产生模块607，使本地产生信号尽量与接受到的信号同步。处理器读取卫星信号的跟踪状态参数，进而完成基带状态参数调整，控制基带正常运行，完成定位、定速、授时等功能。

具体实现为：首先，跟踪通道按照处理器设置的中断间隔，定时向处理器申请中断。在本实例中，本发明在基带处理器中实现，但也可由其他具体实现方式，例如：处理器外单独的处理装置、集成在其他模块中的处理装置。处理 器响应中断后，处理器从卫星信号基带处理通道获取通道跟踪状态参数，所述测量值包括载波测量值、码测量值、信号能量、环路锁定状态等。处理器根据这些测量值估计当前系统运行状态并对基带参数进行合理调整，如环路带宽、相干积分时间等。基带中反馈控制模块在根据所述基带参数实时反馈控制跟踪环路，控制本地复制信号产生模块与接收到的信号同步。

以上所述，但仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。