雷达装置的制作方法

本发明涉及雷达装置。

背景技术：

近年来，不断开展可得到高分辨率的使用了包含微波或毫米波的短波长的雷达发送信号的雷达装置的研究。此外，为了提高室外的安全性，要求开发在广角范围探测除车辆以外、还包含行人的物体(以下，也称为目标或对象(target))的雷达装置(广角雷达装置)。

例如，作为雷达装置，已知反复发送脉冲波的脉冲雷达装置。在广角范围中探测车辆和行人的广角脉冲雷达的接收信号为混合了来自近距离存在的对象(例如车辆)和远距离存在的对象(例如行人)的多个反射波的信号。为此，(1)在雷达发送单元中，被要求发送具有低的距离旁瓣的自相关特性(以下，称为低距离旁瓣特性)的脉冲波或脉冲调制波的结构，(2)在雷达接收单元中，被要求具有宽的接收动态范围的结构。

作为用于得到低距离旁瓣特性的脉冲波或脉冲调制波，提出了使用巴克码(Barker code)、M序列码和补码的脉冲压缩雷达。例如，补码由2个码序列(补码序列)组成。例如，在2个码序列为a_n、b_n，n＝1，…，L(码序列长度)的情况下，使各自的移位时间τ一致进行2个码序列的自相关运算(参照下式(1)、(2)。其中，在n＞L或N＜1中，a_n＝0、b_n＝0。星号(*)表示复数共轭运算符)的结果的加法运算时(参照下式(3))，τ≠0的加法运算结果为0，距离旁瓣成为0的相关值。

关于补码的生成方法，公开在非专利文献1中。在该补码的生成方法中，元素为“1”或“-1”，基于具有互补性的a＝[1、1]，b＝[1、-1]的码序列，能够顺序地生成L＝4，8，16，32，…，2^P的码长的补码。码长越长，所需接收动态范围越扩大，但雷达装置通过使用补码，即使更短的码长，也能够降低峰值旁瓣比(PSR：Peak Sidelobe Ration)。因此，即使在混合了来自近距离的对象和远距离的对象的多个反射波的情况下，雷达装置也能够降低接收上必要的动态范围。另一方面，在使用M序列码的情况下，PSR以20log(1/L)提供，要得到低距离旁瓣，需要比补码长的码长L(例如，PSR＝60dB的情况下，L＝1024)。

作为广角雷达装置的结构，列举以下2个结构。

第1广角雷达装置是，使用窄角(数度左右的波束宽度)的指向性波束，机械式或电子式地扫描脉冲波或调制波来发送雷达波，使用窄角的指向性波束接收反射波的结构。在第1结构的广角雷达装置中，为了得到高分辨率，需要很多的扫描，所以相对高速移动的对象的跟踪性劣化。

第2广角雷达装置是，通过由多个天线(天线元件)构成的阵列天线接收反射波，使用根据基于相对天线间隔的接收相位差的信号处理算法来估计反射波的到来角的方法(Direction of Arrival(DOA)estimation)的结构。在第2结构的广角雷达装置中，即使稀疏了发送侧中的发送波束的扫描间隔，在接收侧中也能够估计到来角，所以实现扫描时间的缩短，与第1结构的广角雷达装置比较，跟踪性提高。例如，到来方向估计方法中，可列举基于矩阵运算的傅立叶变换、基于逆矩阵运算的Capon法及LP(Linear Prediction；线性预测)法、或基于固有值运算的MUSIC(Multiple Signal Classification；多重信号分类)及ESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques；借助旋转不变技术估计信号参数)。

此外，作为雷达装置，提出了除了接收侧，在发送侧也具备多个天线(阵列天线)，通过使用了发送接收阵列天线的信号处理进行波束扫描的结构(以下，也称为MIMO雷达)(例如，参照非专利文献2)。

在MIMO雷达中，通过考虑发送接收阵列天线中的天线元件的配置，能够最大构成与发送天线元件数和接收天线元件数之积相等的虚拟的接收阵列天线。由此，有通过较少的元件数使阵列天线的有效的开口长度增大的效果。

此外，提出了使用MIMO雷达在广角范围检测有无对象的方法。MIMO雷达从多个发送天线发送在接收侧具有可分离的正交性的复用信号。作为具有正交性的复用信号，例如适用具有正交性的码序列(例如，参照非专利文献3)。

此外，在专利文献1中，公开了在多个(例如2个)雷达中，将具有数学式的正交性的补码用作发送码，抑制扇区雷达间的干扰的雷达系统。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开昭61-96482号公报

非专利文献

非专利文献1：Budisin，S.Z.，″New complementary pairs of sequences″，Electronics Letters，Vol.26，Issue：13，pp.881-883，1990

非专利文献2：Jian Li，Stoica，Petre，″MIMO Radar with Collocated Antennas″，Signal Processing Magazine，IEEE Vol.24，Issue：5，pp.106-114，2007

非专利文献3：C.-C.Tseng，C.L.Liu，″Complementary sets of sequences″，Information Theory，IEEE Transactions on Vol.18，Issue：5，pp.644-652，1972

技术实现要素：

可是，在使用了上述那样的码复用的MIMO雷达装置中，MIMO雷达装置和对象间的相对速度升高时，起因于多普勒频率偏移的多普勒相位变动增大，码复用信号间的干扰增大。因而，若码复用信号间的干扰增大，则难以对每个天线独立取出来自目标的反射波，MIMO雷达装置的定位性能劣化，对象的误检测或对象的未检测增加。

本发明的非限定性的实施例，提供能够降低在发生了多普勒频率偏移的情况下的码复用信号间的干扰的雷达装置。

本发明的一方式的雷达装置包括：雷达发送单元，调制Nt个发送码序列，生成Nt个雷达信号，从彼此不同的Nt个(Nt为多个)发送天线发送所述雷达信号；以及雷达接收单元，使用Nr个(Nr为多个)接收天线接收所述雷达信号在对象上反射的反射波信号，并进行多普勒频率分析处理，所述雷达发送单元存储具有规定的码长、彼此正交的Nt个以上的正交码序列，通过对于规定的脉冲序列的元素乘以彼此不同的所述正交码序列的元素，生成所述Nt个发送码序列，所述各正交码序列采用具有所述码长的后半部分的元素与所述码长的前半部分的元素为相反顺序的关系的结构。

再有，这些概括性的并且具体的方式，可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序、或记录介质来实现，也可以通过系统、方法、集成电路、计算机程序和记录介质的任意的组合来实现。

发明效果

根据本发明的一方式，能够降低发生了多普勒频率偏移的情况下的码复用信号间的干扰。

从说明书和附图中将清楚本发明的一方式中的更多的优点和效果。这些优点和/或效果可以由几个实施方式和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不必为了获得一个或一个以上的特征而提供全部特征。

附图说明

图1表示本发明的实施方式的雷达装置的结构的框图。

图2表示本发明的实施方式的雷达发送信号的一例子的图。

图3表示本发明的实施方式的雷达发送信号生成单元的另一结构的框图。

图4表示本发明的实施方式的雷达发送信号的发送定时、以及测量范围的一例子的图。

图5表示通过计算机模拟算出的复用信号间的干扰抑制比的图。

图6表示本发明的变形例1的雷达装置的结构的框图。

图7A表示本发明的变形例1的发送线性调频脉冲的图。

图7B表示本发明的变形例1的反射波接收信号的图。

具体实施方式

[实施方式]

本发明的一方式是，提出了在起因于对象和雷达间的相对距离的变动而发生多普勒相位变动的环境下，降低因多普勒相位变动产生的、由MIMO雷达码复用发送的雷达发送信号间的相互干扰的正交码序列。由此，本发明的一方式能够降低在发生了多普勒频率偏移的情况下的码复用信号间的干扰。

以下，参照附图详细地说明本发明的一方式的实施方式。再有，在实施方式中，对同一结构元素附加同一标号，由于其说明重复而省略。

再有，在以下，在雷达装置中，说明在发送侧从多个发送天线输送码分复用的不同的发送信号(编码脉冲)，在接收侧分离各发送信号并使用进行接收处理的编码脉冲的MIMO雷达的结构。

[雷达装置的结构]

图1是表示本实施方式的雷达装置10的结构的框图。

雷达装置10包括雷达发送单元100、雷达接收单元200和基准信号生成单元300。

雷达发送单元100基于从基准信号生成单元300接受的参考信号，生成高频(无线频率)的雷达信号(雷达发送信号)。然后，雷达发送单元100使用由多个发送天线109-1～109-Nt(Nt为多个)构成的发送阵列天线，在规定的发送周期发送雷达发送信号。

雷达接收单元200使用由多个接收天线202-1～202-Nr(Nr为多个)构成的接收阵列天线接收由对象(未图示)反射的雷达发送信号即反射波信号。雷达接收单元200使用从基准信号生成单元300接受的参考信号，对各天线202中接收到的反射波信号进行信号处理，并进行有无对象的检测、以及方向估计的至少一个。再有，对象是雷达装置10检测的对象的物体，例如，包含车辆或人。

基准信号生成单元300分别连接到雷达发送单元100及雷达接收单元200。基准信号生成单元300将作为基准信号的参考信号共同地供给雷达发送单元100及雷达接收单元200，使雷达发送单元100及雷达接收单元200的处理同步。

[雷达发送单元100的结构]

雷达发送单元100包括雷达发送信号生成单元101、DA(Digital Analog；数模)转换单元107-1～107-Nt、RF发送(Radio Frequency；射频)单元108-1～108-Nt、发送天线109-1～109-Nt。即，雷达发送单元100有Nt个发送天线109，各发送天线109分别连接到各自RF发送单元108及DA转换单元107。

雷达发送信号生成单元101生成成为从基准信号生成单元300接受的参考信号的规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟，生成Nt个基带的雷达发送信号。

然后，雷达发送信号生成单元101将生成的雷达发送信号，在规定的雷达发送周期(Tr)中每一次的雷达定位输出多次(Na次)。补码以具有互补性的2个码作为基本单位来构成，所以Na为偶数。

雷达发送信号以r_z(k，m)＝I_z(k，m)+jQ_z(k，m)表示。其中，z表示与各发送天线109对应的号，z＝1，…，Nt。此外，j表示虚数单位，k表示离散时刻(也称为离散时间)。离散时刻k以雷达发送周期(Tr)的开始定时为基准(k＝1)，在紧接雷达发送周期Tr结束之前的离散采样点为止的范围内可变。I_z(k，m)表示基带的雷达发送信号的同相分量的信号(以下，称为I信号(In-phase signal；同相信号))，Q_z(k，m)表示基带的雷达发送信号的正交分量的信号(以下，称为Q信号(Quadrature signal；正交信号))。此外，m表示雷达发送周期的序数。在1次雷达定位中进行Na次发送，所以m＝1，…，Na。

雷达发送信号生成单元101是包括发送信号控制单元102、码生成单元103、正交码存储单元104、正交化单元105-1～105-Nt、调制单元106-1～106-Nt的结构。

发送信号控制单元102控制雷达发送单元100中的码生成单元103及正交码存储单元104。由此，正交化单元105生成输出的发送码序列，调制单元106基于生成的发送编码序列，生成Nt个复数基带的雷达发送信号r_z(k，m)。有关细节将后述。

码生成单元103存储由规定数N_code的补码组成的码CC(s)，基于来自发送信号控制单元102的控制信号，将存储的规定的码(脉冲序列)输出到正交化单元105-1～105-Nt。其中，s＝1，…，N_code，补码以具有互补性的2个码作为基本单位来构成，所以N_code为2以上的偶数。例如，使用将多个补码组合发送的斯帕诺码的情况下的N_code使用2×L_cc。再有，L_cc是码CC(s)的码长。

这里，说明发送信号控制单元102对码生成单元103的控制的例子。

从发送信号控制单元102到码生成单元103的控制信号，对每个雷达发送周期(Tr)指示输出的码(以下，称为输出码指示)。以下，说明输出码指示。

对于码生成单元103，例如，发送信号控制单元102如以下那样进行输出码指示。

(步骤A1)发送信号控制单元102将Nb个码(CC(1)，…，CC(Nb))作为1单位，按照规定的反复次数，对码生成单元103进行指示，以顺序地输出Nb个码。这里，反复次数是在后述的正交码存储单元104中存储的正交码序列的码长即L_oc次。

(步骤A2)在L_oc次的反复结束的时刻(包含Nb×L_oc次的输出码指示)，发送信号控制单元102将接续的Nb个码(CC(Nb+1)，…，CC(2Nb))作为1单位，按照规定的L_oc次反复，对码生成单元103进行指示，以顺序地输出Nb个码(CC(Nb+1)，…，CC(2Nb))。

(步骤A3)以后，反复上述步骤A1、A2的动作。再有，发送信号控制单元102如果输出至CC(N_code)则返回到CC(1)，以后，将输出码指示周期性地输出。

(步骤A4)1次雷达定位是Na次的雷达发送周期(Tr)，所以发送信号控制单元102预先设定Na、Nb、L_oc的值，以使Na/(Nb×L_oc)为整数值，在Na次的码输出指示的输出结束的时刻，结束动作。

而且，在进行反复的雷达定位的情况下，反复进行上述步骤A1～A4的动作。

这里，Nb≤N_code，补码以具有互补性的2个码作为基本单位来构成，所以Nb设为2以上的偶数。在使用将多个补码组合发送的斯帕诺码的情况下，Nb使用2、4、或8。此外，彼此具有互补性的成对关系的补码被连续地读出。例如，CC(1)和CC(2)是成对的关系的补码，同样地，CC(3)和CC(4)也是成对的关系的补码，CC(5)以后也是同样。这里，彼此具有互补性的成对关系的补码是，彼此抵消在各自的自相关运算时产生的旁瓣的关系的码。

此外，码CC(s)包含码长L_oc的码，各元素能够如下式(4)那样表示。

CC(s)＝{cc(s)₁，cc(s)₂，…，cc(s)_Lcc} (4)

其中，码的各元素是{1，-1}或{1，-1，j，-j}的值。

正交码存储单元104对Nt个复用信号，存储彼此为正交的关系的Nt个正交码序列(码长L_oc)，基于来自发送信号控制单元102的控制信号，将存储的正交码序列的规定的元素(以下，也仅称为元素)输出到正交化单元105-1～105-Nt。

这里，对第z(z＝1，…，Nt)复用信号的正交码序列OC(z)的元素能够如下式(5)那样表示。

OC(z)＝{oc(z)₁，oc(z)₂，…，oc(z)_Loc} (5)

正交码存储单元104中存储的Nt个正交码序列是彼此正交的关系的码，所以任意的正交码序列间OC(z₁)、OC(z₂)的相关特性有下式(6)的关系。在式(6)中，星号(*)是复数共轭运算符。

而且，在本实施方式中，Nt复用时使用的码长L_oc的正交码序列，如下式(7)所示，有后半部分的元素为前半部分的元素的相反顺序的关系。

这里，复用数Nt和正交码序列的码长L_oc有下式(8)的关系。ceil[x]是提供x以上的最小整数的运算符。

Loc＝2^α+1、α≥ceil(log₂Nt) (8)

再有，1≤n≤L_oc/2的范围的正交码序列的元素也可以使用沃什码(Walsh code)、或正交M序列码的公知的正交码序列生成。例如，在由沃什码生成Nt＝4、L_oc＝8、1≤n≤L_oc/2的范围的正交码序列的元素的情况下，能够用下式(9)表示。

OC(1)＝{1，1，1，1，1，1，1，1}，

OC(2)＝{1，-1，1，-1，-1，1，-1，1}，

OC(3)＝{1，1，-1，-1，-1，-1，1，1}，

OC(4)＝{1，-1，-1，1，1，-1，-1，1}，

(9)

使用上述的正交码序列，例如，对每个雷达发送周期接受多普勒相位变动φ，在进行由雷达接收单元接收的正交码序列OC(z₁，φ)和雷达发送单元发送的正交码序列OC(z₂)之间的相关运算的情况下，能够用下式(10)表示。

再有，式(10)进行的相关运算，相当于对在雷达发送单元中以复用数Nt使用正交码序列复用的雷达发送信号，进行后述的雷达接收单元的正交码乘法运算单元和加法运算单元的运算处理的分离接收的动作。

根据式(10)，对每个雷达发送周期接受多普勒相位变动φ所接收的码长L_oc的正交码序列OC(z₁，φ)和正交码序列OC(z₂)之间的互相关运算，等价于进行码长L_oc/2的正交码序列的各元素与受到了多普勒相位变动φ的实数分量的变动影响的oc(z₁)₁cos{((L_oc+1)/2-1)φ}之间的互相关运算。其中，L＝1，…，L_oc/2。

这样，通过采用本实施方式的正交码序列，与受到了多普勒相位变动φ的复数接收信号之间的正交码序列间的互相关运算，成为受到接受了多普勒相位变动φ的复数接收信号的实数分量的变动的影响的互相关运算，所以能够降低多普勒相位变动φ造成的正交码序列间的干扰的影响。

这里，说明对正交码存储单元104的发送信号控制单元102的控制的例子。

从发送信号控制单元102到正交码存储单元104的控制信号，指示对每个雷达发送周期(Tr)输出的元素(以下，称为元素输出指示)。以下，说明元素输出指示。

例如，发送信号控制单元102对于正交码存储单元104，如以下那样进行元素输出指示。

(步骤B1)发送信号控制单元102对正交码存储单元104进行指示，以Nb次反复输出正交码序列OC(z)的第1元素oc(z)₁。其中，z＝1，…，Nt。

(步骤B2)Nb次反复输出结束后(包含Nb次元素输出指示)，发送信号控制单元102对正交码存储单元104进行指示，以Nb次反复输出正交码序列OC(z)的第2元素oc(z)₂。

(步骤B3)以后，反复进行上述步骤B1、B2的动作。再有，发送信号控制单元102指示Nb次反复输出正交码序列OC(z)的第L_oc元素oc(z)L_oc后，返回到正交码序列OC(z)的第1元素oc(z)₁，以后，循环地输出元素输出指示。

(步骤B4)1次雷达定位是Na次的雷达发送周期(Tr)，所以发送信号控制单元102预先设定Na、Nb、L_oc的值，以使Na/(Nb×L_oc)为整数值，在Na次元素输出指示的输出结束的时刻，结束动作。

而且，在进行反复的雷达定位的情况下，反复进行上述步骤B1～B4的动作。

正交化单元105-1～105-Nt分别对每个雷达发送周期(Tr)从码生成单元103输出的码，乘以对每个雷达发送周期(Tr)从正交码存储单元104输出的正交码序列的元素，生成发送码序列，将该发送码序列输出到调制单元106-1～106-Nt。

即，第z(z＝1，…，Nt)正交化单元105对每个雷达发送周期(Tr)输出的来自码生成单元103的码OC(s_(m))，乘以对每个雷达发送周期(Tr)从正交码存储单元104输出的正交码序列的元素oc(z)_β(m)，生成发送码序列oc(z)_β×OC(s_(m))。这里，s_(m)是在第m(m＝1，…，Na)的雷达发送周期中由发送信号控制单元102指示(输出码指示)的码号，取1到N_code的任何一个值。_β(m)是在第m雷达发送周期中由发送信号控制单元102指示(元素输出指示)的正交码序列的元素号，取1到L_oc的任何一个值。

以下，在第m雷达发送周期(Tr)从第z正交化单元105输出的发送码序列能够用式(11)表示。再有，在式(11)中，z＝1，…，Nt，m＝1，…，Na。

A(z，m)＝{a(z，m)1，a(z，m)₂，…，a(z，m)_Lcc}＝{oc(z)_β(m)×cc(s_(m))₁，oc(z)_β(m)×cc(s_(m))₂，…，oc(z)_β(m)×cc(s_(m))_Lcc} (11)

第z(z＝1，…，Nt)调制单元106分别对从第z正交化单元105输出的发送码序列A(z、m)，进行脉冲调制(振幅调制、ASK(Amplitude Shift Keying；幅移键控)、脉冲移键控)、或相位调制(PSK：Phase Shift Keying；相移键控)，将数字信号输出到DA转换单元107-1～107Nt。再有，在第z调制单元106中，对进行了调制的信号，进一步作为在规定的频带内受到限制的基带的雷达发送信号输出，所以也可以使其通过限带滤波器(LPF；Low Pass Filter；低通滤波器)，输出信号。

第z(z＝1，…，Nt)DA转换单元107分别将从第z调制单元106输出的数字信号转换为模拟信号即基带的雷达发送信号，输出到RF发送单元108-1～108-Nt。

第z(z＝1，…，Nt)RF发送单元108分别将从第z DA转换单元107输出的基带的雷达发送信号通过变频而生成规定的载波频带中的雷达发送信号，由发送放大器放大至规定的发送功率P[dB]，输出到发送天线109-1～109-Nt。

第z(z＝1，…，Nt)发送天线109分别将从第z RF发送单元108输出的雷达发送信号发射到空中。

图2表示从雷达发送单元100的Nt个发送天线109-1～109-Nt发送的雷达发送信号。在各雷达发送周期Tr之中的、码发送区间Tw之间发送码序列(脉冲码序列)被发送，剩余的区间(Tr-Tw)为无信号区间。在码发送区间Tw内，包含码长L_CC的发送码序列。通过每1个子脉冲施加使用了No个样本的脉冲调制，在各码发送区间Tw内，包含Nr(＝No×L_CC)个样本的信号。此外，在无信号区间(Tr-Tw)中，包含Nu个样本。

再有，雷达发送单元100也可以对每个复用信号改变发送定时，通过发送定时的变更，能够降低发送时的瞬时性的峰值功率，所以能够提高发送功率。

此外，雷达发送单元100也可以取代图1所示的雷达发送信号生成单元101，包括图3所示的雷达发送信号生成单元101a。雷达发送信号生成单元101a取代图1所示的调制单元106-1～106-Nt，包括调制单元106a。调制单元106a的基本功能与调制单元106-1～106-Nt相同。调制单元106a对于从码生成单元103输出的码进行规定的调制，将其结果输出到正交化单元105-1～105-Nt。这样，在图3所示的结构中，1个调制单元即可，所以能够实现电路结构的简化。

再有，也可以使用对每个复用信号不同的补码。该情况下，在多个天线的接收处理中需要多个相关器，电路规模增大，但有进一步提高复用信号间的干扰抑制效果的效果。

[雷达接收单元200的结构]

在图1中，雷达接收单元200包括Nr个接收天线202-1～202-Nr，构成阵列天线。此外，雷达接收单元200有Nr个天线系统处理单元201-1～201-Nr和方向估计单元215。

各接收天线202接收在对象(物体)上反射的雷达发送信号即反射波信号，将接收到的反射波信号作为接收信号输出到对应的天线系统处理单元201。

各天线系统处理单元201有RF接收单元203和信号处理单元207。

RF接收单元203有放大器204、变频单元205和正交检波单元206。RF接收单元203生成为从基准信号生成单元300接受的参考信号规定数倍的定时时钟，基于生成的定时时钟进行动作。

具体地说，放大器204将从各接收天线202接受的接收信号放大到规定电平。变频单元205将高频频带的接收信号变频为基带频带。正交检波单元206将基带频带的接收信号转换为包含I信号及Q信号的基带频带的接收信号。再有，在进行RF发送单元108及RF接收单元203中的变频的情况下，雷达装置10通过使本机振荡设备或其振源共用，能够降低相位误差的影响。

信号处理单元207对由接收天线202接收到的每个基带信号进行信号处理。信号处理单元207包括A/D(Analog Digital；模数)转换单元208、209、相关运算单元211、正交码乘法运算单元212、加法运算单元213-1～213-Nt、多普勒分析单元214-1～214-Nt。以下，说明第d信号处理单元207的动作。其中，d＝1，…，Nr。

在A/D转换单元208中，从正交检波单元206输入I信号，在A/D转换单元209中，从正交检波单元206输入Q信号。A/D转换单元208对于包含I信号的基带信号，通过进行离散时刻中的采样，将I信号转换为数字数据。A/D转换单元209对于包含Q信号的基带信号，通过进行离散时刻中的采样，将Q信号转换为数字数据。

这里，在A/D转换单元208、209的采样中，雷达发送信号中的每1个子脉冲的时间Tp(＝Tw/L)，进行Ns个的离散采样。即，每1子脉冲的过采样数为Ns。

在以下的说明中，使用I信号Ir^(d)(k，m)及Q信号Qr^(d)(k、m)，将作为A/D转换单元208、209的输出的第m(m＝1，…，Na)雷达发送周期Tr[m]的离散时刻k中的基带的接收信号表示为复数信号x^(d)(k、m)＝Ir^(d)(k，m)+jQr^(d)(k、m)。此外，在以下，离散时刻k将开始雷达发送周期(Tr)的定时设为基准(k＝1)，信号处理单元207周期性地进行直至雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即k＝(Nr+Nu)Ns/No为止的计量。即，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。其中，j是虚数单位。此外，d＝1，…，Nr。

相关运算单元211对每个雷达发送周期Tr，进行从A/D转换单元208、209接受的包含离散样本值Ir^(d)(k，m)及Qr^(d)(k、m)的离散样本值x^(d)(k、m)和根据来自发送信号控制单元102的输出码指示从码生成单元103输出的码CC(s_(m))之间的相关运算。CC(s_(m))表示在第m雷达发送周期中，从发送信号控制单元102输出码指示的码。例如，与第m雷达发送周期中的码CC(s_(m))之间的滑动相关运算的相关运算值AC^(d)(k、m)，例如基于以下的式(12)计算。

在式(12)中，星号(*)表示复数共轭运算符。

相关运算单元211例如根据式(12)，在整个k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No的期间进行相关运算。

再有，相关运算单元211不限定于对于k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No进行相关运算的情况，按照作为雷达装置10的测量对象的对象存在范围，也可以限定测量范围(即，k的范围)。由此，在雷达装置10中，可降低相关运算单元211的运算处理量。例如，相关运算单元211也可以将测量范围限定为k＝Ns(L+1))，…，(Nr+Nu)Ns/No-NsL。这种情况下，如图4所示，雷达装置10在相当于码发送区间Tw的时间区间能够省略测量。

由此，即使在雷达发送信号直接地绕入雷达接收单元200的情况下，雷达装置10在雷达发送信号绕入期间(至少低于τ1的期间)也能够省略相关运算单元211的处理，所以可进行排除了绕入的影响的测量。此外，在限定测量范围(k的范围)的情况下，对于在以下说明的加法运算单元213、多普勒分析单元214及方向估计单元215的处理，也同样地适用限定了测量范围(k的范围)的处理即可。由此，能够削减各结构单元中的处理量，能够降低雷达接收单元200中的功耗。

正交码乘法运算单元212对每个离散时刻k的相关运算单元211的输出即相关运算值AC^(d)(k、m)，根据来自发送信号控制单元102的元素输出指示进行与从正交码存储单元104输出的每个复用信号的正交码序列的元素oc(z)_β(m)的复数共轭所得的值oc(z)_β(m)^*的乘法运算AC^(d)(k、m)×oc(z)_β(m)^*。其中，z＝1，…，Nt，d＝1，…，Nr。

对第m雷达发送周期Tr的每个离散时刻k从正交码乘法运算单元212接受的乘法运算值AC^(d)(k、m)×oc(z)_β(m)^*，在整个雷达发送周期期间Tr的多次Np的期间(Tr×Np)，加法运算单元213进行加法数Np的加法运算。加法运算单元213的加法运算能够如下式(13)那样表示。

在式(13)中，mod[x，y]是表示除法(x/y)的余数的运算符。此外，通过设定Np，以使其为正交码序列的正交化单位即(Nb×L_oc)的整数倍，能够在多普勒分析前进行Nt个码复用信号的码复用分离。

此外，在式(13)中，m_c是1以上的整数。由此，在进行整个Np次的加法运算的时间范围中，此外，在来自对象的反射波的接收信号具有较高的相关的范围中，雷达装置10通过加法运算的效果，能够提高SNR，能够提高与对象的到来距离的估计有关的测量性能。再有，在式(13)中，z＝1，…，Nt。

再有，为了得到理想的加法运算增益，雷达装置10需要在加法运算次数Np的加法运算区间中，相位分量在某一程度的范围中对齐的条件。即，优选Np基于作为测量对象的对象的假定最大移动速度来设定。这是因为对象的假定最大速度越大，在来自对象的反射波中包含的多普勒频率的变动量越大，具有较高的相关的时间期间变短。这种情况下，加法运算次数Np为较小的值，所以加法运算单元213的加法运算的增益提高效果变小。

这里，说明Nt个码复用信号的码复用分离的细节。

例如，Nb＝2、L_oc＝8、Np＝(Nb×L_oc)＝16。正交码序列OC(z)使用正交化单位即(Nb×L_oc)次的雷达发送周期来发送，所以来自加法运算单元213的第1输出CI_(z)^(d)(k，1)能够用下式(14)表示。

这里，在接收信号中不包含噪声的理想的条件中，考虑来自1个目标的反射波信号在离散时刻k₀来到了雷达装置10的情况。在反射波信号中不包含多普勒频率变动造成的相位变动的情况下，雷达装置10根据在式(14)中，从码生成单元103输出的补码的性质及从正交码存储单元104输出的正交码序列的元素的性质，得到式(15)所示的低距离旁瓣特性。在式(15)中，γ表示传播路径复数衰减。

多普勒分析单元214将对每个离散时刻k得到的加法运算单元213的Nc个输出即CI_(z)^(d)(k，Nc(w-1)+1)～CI_(z)^(d)(k，Nc×w)作为一个单位，将离散时刻k的定时对齐进行相干积分。例如，如下式(16)所示，多普勒分析单元214在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔφ对应的相位变动φ(fs)＝2πfs(Tr×Np)Δφ后，进行相干积分。

在式(16)中，FT_CI_(z)^(d)(k，fs，w)是多普勒分析单元214中的第w输出，表示对第z发送信号的离散时刻k中的多普勒频率fsΔφ的相干积分结果。此外，fs＝-Nf+1，…，Nf，k＝1，…，(Nr+Nu)Ns/No。此外，w是1以上的整数，Δφ是相位旋转单位。

由此，雷达装置10对雷达发送周期期间Tr的多次Np×Nc的每个期间(Tr×Np×Nc)得到与对发送信号#1～#Nt的每个离散时刻k的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI₍₁₎^(d)(k，-Nf+1，w)，…，FT_CI_(Nt)^(d)(k，Nf+1，w)。再有，j是虚数单位。此外，z＝1，…，Nt，Na＝Np×Nc。

在Δφ＝1/Nc中，多普勒分析单元214的处理，等价于将加法运算单元213的输出以采样间隔Tm＝(Tr×Np)、采样频率fm＝1/Tm进行离散傅立叶变换(DFT)处理。

此外，通过将Nf设定为2的乘方数，多普勒分析单元214能够适用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)处理，能够极大削减运算处理量。在Nf＞Nc的情况中，多普勒分析单元214通过在q＞Nc的区域中进行使CI(k，Nc(w-1)+q)＝0的零填充处理，同样能够适用FFT处理，能够极大削减运算处理量。

此外，多普勒分析单元214也可以取代FFT处理，进行逐次地运算式(7)所示的积和运算的处理。即，多普勒分析单元214对于对每个离散时刻k得到的加法运算单元213的Nc个的输出即CI_(z)^(d)(k，Nc(w-1)+q+1)，也可以生成与fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf-1对应的系数exp[-j2πfsTrNpqΔφ]，逐次地进行积和运算处理。其中，q＝0～Nc-1。

再有，在以下的说明中，将在Nr个天线系统处理单元201的各个单元中施加同样的处理得到的第w输出即FT_CI_(z)¹(k，fs，w)，…，FT_CI_(z)^Nr(k，fs，w)作为列向量的元素，如式(17)那样记述为h(k，fs，w)。在以下将用式(17)记述的列向量h(k，fs，w)称为虚拟接收阵列相关向量。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)包含发送天线数Nt和接收天线数Nr之积即Nt×Nr个的元素。虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)用于后述的、对于来自对象的反射波信号，基于接收天线202间的相位差进行方向估计的处理的说明。此外，在以后的说明中，有时将虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)的元素的一部分使用式(18)定义的列向量来记述。其中，z＝1，…，Nt，d＝1，…，Nr。

以上，说明了信号处理单元207的各结构单元中的处理。

方向估计单元215计算对于从天线系统处理单元201-1～201-Nr输出的第w多普勒分析单元214的虚拟接收阵列相关向量h(k，fs，w)，使用阵列校正值h_cal_[y]校正了天线系统处理单元201间的相位偏差及振幅偏差的虚拟接收阵列相关向量h_{_after_cal}(k，fs，w)。虚拟接收阵列相关向量h_{_after_cal}(k，fs，w)用下式(19)表示。再有，y＝1，…，(Nt×Nr)。

h_{_after_cal}(k，fs，w)＝CA h(k，fs，w)

然后，方向估计单元215使用虚拟接收阵列相关向量h_{_after_cal}(k，fs，w)，基于接收天线202间的反射波信号的相位差，进行水平方向及垂直方向的方向估计处理。方位估计单元215使方向估计评价函数值P(θ，φ，k，fs，w)中的方位方向θ及仰角方向φ在规定的角度范围内可变来计算空间分布，将算出的空间分布的极大峰值以从大到小的顺序提取规定数，将极大峰值的方位方向及仰角方向设为到来方向估计值。

再有，根据到来方向估计算法而有各种评价函数值P(θ，φ，k，fs，w)。例如，也可以采用在以下的参考非专利文献1中公开的使用阵列天线的估计方法。

(参考非专利文献1)Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow，J.A.；Aerospace and Electronic Systems，IEEE Transactions on Volume：28，Issue：1Publication Year：1992，Page(s)：64-79

例如波束形成法能够如式(20)那样表示。此外，所谓Capon、MUSIC的方法可同样地适用。

P(θ_u，φ_vk，fs，w)＝|a(θ_u，φ_v)^Hh_{_after_cal}(k，fs，w)|² (20)

在式(20)中，上标H是埃尔米特转置运算符。此外，a(θ_u，φ_v)表示对方位方向θ_u、仰角方向φ_v的到来波的虚拟接收阵列的方向向量。

如以上，方向估计单元215将算出的第w到来方向估计值、离散时刻k、多普勒频率fsΔφ及角度θ_u作为雷达定位结果输出。

这里，方向向量a(θ_u，φ_v)是将从方位方向θ_u及仰角方向φ_v到来了相对雷达发送信号的反射波信号的情况下的虚拟接收阵列的复数响应作为元素的(Nt×Nr)阶的列向量。虚拟接收阵列的复数响应a(θ_u，φ_v)表示根据天线间的元件间隔几何光学地算出的相位差。

此外，θ_u是在进行到来方向估计的方位范围内以规定的方位间隔β₁变化的值。例如，θ_u如以下那样被设定。

θ_u＝θmin+uβ₁、u＝0，…，NU

NU＝floor[(θmax-θmin)/β₁]+1

其中，floor(x)是返回不超过实数x的最大整数值的函数。

此外，φ_v是在进行到来方向估计的仰角范围内以规定的仰角间隔β₂变化的值。例如，φ_v如以下那样被设定。

φ_v＝φmin+vβ₂、V＝0，…，NV

NV＝floor[(θmax-θmin)/β₂]+1

再有，在本实施方式中，假设基于后述的虚拟接收阵列配置VA#1，…，VA#(Nt×Nr)，预先计算虚拟接收阵列的方向向量。虚拟接收阵列的方向向量的元素表示在后述的虚拟接收阵列配置号顺序VA#1，…，VA#(Nt×Nr)中按天线间的元件间隔几何光学地算出的相位差。

此外，时刻信息k也可以被转换为距离信息输出。为了将时刻信息k转换为距离信息R(k)，使用式(21)即可。在式(21)中，T_w表示码发送区间，L表示脉冲码长，C₀表示光速。

此外，多普勒频率信息(fsΔφ)也可以被转换为相对速度分量输出。在将多普勒频率fsΔφ转换为相对速度分量v_d(fs)时，可以使用下式(22)进行转换。在式(22)中，λ是从RF发送单元108输出的RF信号的载波频率的波长。

如以上，在来自目标的反射波信号中不包含多普勒频率变动造成的相位变动的情况下，本实施方式中生成的雷达发送信号成为得到低距离旁瓣特性、以及MIMO码复用信号间的低互相关特性的发送信号。

此外，在来自目标的反射波信号中不包含多普勒变动的情况中，也通过在正交码序列中采用具有抑制多普勒变动造成的相位变动的影响的效果的码，能够维持MIMO码复用信号间的低互相关特性。

说明采用了本实施方式的正交码序列的情况下的模拟的结果。图5是表示在目标的移动速度可变的环境中通过计算机模拟算出复用信号间的干扰抑制比的结果的图。图5的纵轴表示复用信号间的干扰抑制比[dB]，图5的横轴表示多普勒速度[km/h]。此外，在图5中，R1表示对于正交码序列W1采用了本实施方式的正交码序列W2的情况下的干扰抑制比，R2表示对于正交码序列W1采用了以往的规定的正交码序列的情况下的干扰抑制比。

正交码序列W1是L_oc＝8、Nt＝5、Nb＝2，有以下的元素。

CC(1)＝[1，-1，1，-1，1，-1，1，-1]

CC(2)＝[1，1，-1，-1，1，1，-1，-1]

CC(3)＝[1，-1，-1，1，1，-1，-1，1]

CC(4)＝[1，1，1，1，-1，-1，-1，-1]

CC(5)＝[1，-1，1，-1，-1，1，-1，1]

正交码序列W2是L_oc＝16、Nt＝5、Nb＝2，有以下的元素。

CC(1)＝[1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，1]

CC(2)＝[1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，1]

CC(3)＝[1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，1，-1，-1，1]

CC(4)＝[1，1，1，1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，1，1]

CC(5)＝[1，-1，1，-1，-1，1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，1，-1，1]

在上述正交码序列W2中，后半部分的8个元素与前半部分的8个元素为相反顺序。

如图5所示，采用了本实施方式的正交码序列W2的情况下的干扰抑制比R1，与采用了以往的正交码序列的情况下的干扰抑制比R2相比，改善了20dB以上。

以上，说明了本发明的一方式的实施方式。以下，说明变形例。

[变形例1]

在上述实施方式中，说明了采用编码脉冲的MIMO雷达的情况，但本发明也可适用于采用了线性调频(Chirp)脉冲雷达的那样的进行了频率调制的脉冲波的雷达方式。

使用图6，说明采用线性调频脉冲作为脉冲序列的情况下的雷达装置的结构。图6是表示本变形例的雷达装置10a的结构的一例子的图。在图6中，对与图1共同的结构，附加与图1相同的标号，省略详细的说明。

图6所示的雷达装置10a的雷达发送单元100a与图1所示的雷达装置10的雷达发送单元100比较，不同点在于，取代DA转换单元107-1～107而包括VCO(voltage controlled oscillator；电压控制振荡器)111-1～111-Nt。此外，不同点在于，在雷达发送信号生成单元101b中，取代码生成单元103而包括调制信号生成单元110，取代调制单元106-1～106-Nt而包括DA转换单元107-1～107Nt。

此外，图6所示的雷达装置10a的雷达接收单元200a与图1所示的雷达装置10的雷达接收单元200比较，不同点在于，在RF接收单元203a中，取代放大器204、变频单元205、及正交检波单元206而包括混频单元216及LPF217。此外，不同点在于，在信号处理单元207a中，取代A/D转换单元208、209而包括A/D转换单元218，取代相关运算单元211而包括FFT单元219。

首先，说明发送处理。

在雷达发送单元100a中，例如，设Nb＝1、N_code＝1，发送信号控制单元102控制正交码存储单元104及调制信号生成单元110。正交码存储单元104存储满足式(5)～(7)的正交码序列。

图7A是表示发送线性调频脉冲的图。调制信号生成单元110通过发送信号控制单元102的控制，如图7A所示，例如使锯齿形状的调制信号周期地产生。这里，将雷达发送周期设为T_chirp。

第z(z＝1，…，Nt)DA转换单元107分别将从第z(z＝1，…，Nt)的正交化单元105输出的数字转换为模拟信号即基带的雷达发送信号，输出到VCO111-1～111-Nt。

第z(z＝1，…，Nt)VCO111分别基于从第z的DA转换单元107输出的雷达发送信号，将调频信号输出到RF发送单元108-1～108-Nt。

RF发送单元108-1将一部分的信号通过方向性耦合器(未图示)输出到雷达接收单元200a的混频单元216。上述一部分信号以外的信号被输出到发送天线109-1。

接着，说明接收处理。在以下说明的接收处理中，成为将实施方式中说明的离散时刻k用拍频fb替换的动作。

雷达接收单元200a的RF接收单元203a对于由混频单元216接收到的反射波信号混合发送信号(从RF发送单元108-1输入的信号)，使其通过LPF217。由此，取出与反射波信号的延迟时间对应频率的拍频信号。图7B是表示反射波接收信号的图。例如，如图7B所示，从LPF217输出频率的拍频。

从输入LPF217输出的信号，在信号处理单元207a中通过A/D转换单元218被输入到FFT单元219。FFT单元219以发送周期T_chirp为单位对样本数据(N_data个)进行FFT处理。由此，信号处理单元207a按照反射波信号的延迟时间，得到显现与拍频对应的峰值的频谱。

这里，将通过第m线性调频脉冲发送得到的拍频频谱响应以CI_chirp(fb、m)表示。其中，fb是FFT的仓号(bin number)，fb＝1，…，N_data/2。

对每个拍频fb的FFT单元219的输出即拍频频谱响应CI_chirp(fb、m)，正交码乘法运算单元212进行与从发送信号控制单元102指示了元素输出的每个复用信号的正交码序列的元素oc(z)_β(m)复数共轭后的值oc(z)_β(m)^*的乘法运算CI_chirp^(d)(fb、m)×oc(z)_β(m)^*。其中，z＝1，…，Nt，d＝1，…，Nr。

加法运算单元213对每个拍频fb的正交码乘法运算单元212的输出即CI_chirp^(d)(fb、m)×oc(z)_β(m)^*，在整个雷达发送周期期间T_chirp的多次Np的期间(T_chirp×Np)，进行加法数Np的加法运算。加法运算单元213的加法运算能够如式(23)那样表示。

在式(23)中，mod[x，y]是表示除法(x/y)的余数的运算符。此外，通过设定Np，以使其为正交码序列的正交化单位即(Nb×L_oc)的整数倍，能够在多普勒分析前进行Nt个码复用信号的码复用分离。此外，在式(23)中，m_c是自然数。

多普勒频率分析部214以对每个拍频fb得到的加法运算单元213的输出即CI_(z)^(d)(fb，Nc(w-1)+1)～CI_(z)^(d)(fb，Nc×w)作为一个单位，将拍频fb对齐进行相干积分。例如，如式(24)所示，多普勒分析单元214在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔφ对应的相位变动φ(fs)＝2πfs(T_chirp×Np)Δφ后，进行相干积分。

在式(24)中，FT_CI_(z)^(d)(fb，fs，w)是多普勒分析单元214中的第w输出，表示相对第z发送信号的拍频fb中的多普勒频率fsΔφ的相干积分结果。此外，d＝1，…，Nr，q＝0，…，Nc-1，fs＝-Nf+1，…，0，…，Nf。此外，w是自然数，Δφ是相位旋转单位。

由此，雷达接收单元200a对雷达发送周期期间T_chirp的多次Nc的每个期间(T_chirp×Np×Nc)得到与相对发送信号#1～#Nt的每个拍频fb的2Nf个多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI₍₁₎^(d)(fb，-Nf+1，w)，…，FT_CI_(Nt)^(d)(fb，Nf-1，w)。再有，j是虚数单位。

根据以上的结构及动作，即使在本变形例中，也与实施方式同样地，能够得到降低在发生了多普勒频率偏移的情况下的码复用信号间的干扰的效果。

[变形例2]

此外，在图1所示的雷达装置10中，雷达发送单元100及雷达接收单元200也可以单独地配置在物理地分离的场所。此外，在图6所示的雷达装置10a中，雷达发送单元100a及雷达接收单元200a也可以单独地配置在物理地分离的场所。

[变形例3]

此外，虽未图示，但图1所示的雷达装置10及图6所示的雷达装置10a例如具有CPU(Central Processing Unit；中央处理器)、存储了控制程序的ROM(Read Only Memory；只读存储器)等的存储介质、和RAM(Random Access Memory；随机存取存储器)等的工作储存器。这种情况下，上述各单元的功能通过CPU执行控制程序来实现。但是，雷达装置10、10a的硬件结构不限定于这样的例子。例如，雷达装置10、10a的各功能单元也可以作为集成电路即IC(Integrated Circuit)来实现。各功能单元既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。

<本发明的汇总>

本发明的雷达装置包括：雷达发送单元，调制Nt个(Nt为多个)发送码序列，生成Nt个雷达信号，从彼此不同的Nt个发送天线发送所述雷达信号；以及雷达接收单元，使用Nr个(Nr为多个)接收天线接收所述雷达信号在对象上反射的反射波信号，并进行多普勒频率分析处理，所述雷达发送单元存储具有规定的码长、彼此正交的Nt个以上的正交码序列，通过对于规定的脉冲序列的元素乘以彼此不同的所述正交码序列的元素，生成所述Nt个发送码序列，所述各正交码序列采用具有所述码长的后半部分的元素与所述码长的前半部分的元素为相反顺序的关系的结构。

此外，在本发明的雷达装置中，所述脉冲序列也可以是2以上的偶数的补码，或是多个补码的组合即斯帕诺码。

此外，在本发明的雷达装置中，所述脉冲序列也可以是线性调频脉冲。

以上，一边参照附图一边说明了实施方式及变形例，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成元素任意地组合。

在上述实施方式及变形例中，通过用硬件构成的例子说明了本发明，但也可以在与硬件的协同中通过软件实现本发明。

此外，用于上述实施方式或变形例的说明中的各功能块通常被作为具有输入端子和输出端子的集成电路即LSI来实现。集成电路控制上述实施方式或变形例的说明中使用的各功能块，并还可以包括输入和输出。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。

此外，集成电路化的方法不限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。

再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。

工业实用性

本发明适合于作为探测广角范围的雷达装置。

标号说明

10、10a 雷达装置

100、100a 雷达发送单元

200、200a 雷达接收单元

300 基准信号生成单元

101、101a、101b 雷达发送信号生成单元

102 发送信号控制单元

103 码生成单元

104 正交码存储单元

105 正交化单元

106、106a 调制单元

107 DA转换单元

108 RF发送单元

109 发送天线

110 调制信号生成单元

111 VCO

201、201a 天线系统处理单元

202 接收天线

203、203a RF接收单元

204 放大器

205 变频单元

206 正交检波单元

207、207a 信号处理单元

208、209、218 A/D转换单元

211 相关运算单元

212 正交码乘法运算单元

213 加法运算单元

214 多普勒分析单元

215 方向估计单元

216 混频单元

217 LPF

219 FFT单元