基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法及系统与流程

本发明属于流量检测技术领域，特别是涉及一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法及系统。

背景技术：

涡街流量计进入国内时间比较早，由于涡街自身具有的特性：1)当雷诺数满足一定条件时，涡街信号具有很好的线性，和重复性，精度较高，通常液体测量精度为±0.5％～±1％，气体测量精度为±1％～±1.5％，由于涡街一般只作为控制仪表，不参与计量，所以这个精度基本满足用户需要；2)涡街传感器无可动部件，依靠流体自身振动进行测量，可靠性强、精度高、使用寿命长，可以在很宽的流量范围内精确测量介质的瞬时流量，属于速度式流量计，与电磁式流量计，超声波流量计，涡轮流量计属于一类，主要是用于测量管道介质流速的。3)输出与流体流速成正比的脉冲信号，由于是测量流体经过发生体产生的振动频率，不存在零漂的问题，减小了计量误差。4)在一定的雷诺数范围内，漩涡分离的频率只与流体工作状态下的体积流量成正比。被测流体压力、温度、粘度和组分变化几乎不敏感。因此几乎不受介质种类，特性变化的影响，应用面较广，既可以测量液体，又可以测量气体。国内冶金化工行业，多用涡街流量计测量气体和液体流量作为控制类仪表，如对饱和蒸汽，过热蒸汽，以及液氨等进行测量。5)理论上涡街的测量范围可以到300:1以上，但由于压电晶体的灵敏度、压损等材料加工技术方面的限制，实际国内的涡街流量计可测范围为10:1，目前国外涡街流量计测量范围有可以达到20:1甚至30:1的。相对于涡轮，以及金属转子，差压流量计来说，可测范围算是比较宽的。6)结构简单，安装方便，成本也较电磁流量计低，受到用户的青睐。目前世界流量计市场涡街的销量以30％递增。因此涡街流量的发展空间还是比较宽广，受到国内外众多专家的关注。解决涡街流量计存在的局限性很有显示意义。

为了改善流量计的抗干扰性能，降低它的量程下限，国内外研究学者做了大量的工作，归纳起来主要在三个方面：(1)研究漩涡发生体的形状对流量计性能的影响。Pankain从优化非流线体几何结构和传感器安装位置的角度，研究了提高信号质量、频率稳定性和流量计线性度的方法；(2)研究涡街流量计工作环境流体状态的影响。Mottram和Rawat研究了脉动的流体对涡街流量计测量精度的影响。Lanevi l le研究了漩流的情况对流量计输出信号的影响；(3)将数字信号处理方法应用于流量计，处理传感器的输出信号，提取涡街信号频率。数字信号处理方法应用于涡街流量计，可以解决流量测量中存在的一些难题，是目前新技术流量计发展的主要方向。

然而，目前国内生产的涡街流量计大都采用脉冲记数的方式采集信号，即对传感器感应输出的模拟信号，增益放大后进行二阶带通滤波处理，通过门限电路进行整形后调理成脉冲信号输出，到二次仪表进行采集，通过标定K系数(即每立方米的脉冲个数)，校正瞬时流量。该方法优点在于：传感器输出信号是模拟连续信号，精度高，电路结构简单。缺点在于：处理方法太简单，不灵活，智能化程度低，不便于调节以适应现场环境变化的需要。例如：当测量管道振动的影响很大，稍微有点管道振动，就会在传感器输出信号上体现出来，因为涡街是根据流体振动力学原理实现的，所以管道的振动导致流体振动，涡街流量计的压电晶体过于敏感，就会将振动信号误当成流量信号予以反映，反之，如果压电晶体敏感度下降，也会导致弱小流量信号丢失，因此振动信号不可避免地混入流量信号中，破坏了流量信号的波形，造成门限电路对模拟信号进行整形时发生错误，多输出或少输出脉冲波形，影响测量精度。由于涡街传感器振动发生体的特性，造成信号存在拖尾现象，即产生的漩涡在经过压电晶体是压电晶体感应出较强的信号，漩涡远离压电晶体是感应出来的信号减弱，该现象具有一定周期性，造成门限电路由于门限不合理，丢失部分信号波形。因此，传统涡街流量计在抗干扰能力上相当薄弱，导致其在现场使用有较大限制。

技术实现要素：

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法及系统，用于解决现有技术中涡街信号很弱，即信噪比较低时，如何设置门限将噪声信号与流量信号分离，提取到流量信号。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法，包括：

步骤1,获取所述涡街流量计中传感器的采样信号；

步骤2，对所述采样信号进行快速傅立叶变换得到对应的频域信息，结合频率方差区分干扰信号与流量信号；

步骤3，通过K系数换算得到对应的流量值。

进一步，所述步骤1,采样涡街流量计传感器的信号的步骤，包括：

将涡街传感器输出的模拟信号经放大、低通滤波滤除高频分量，输入模数转换器完成采样信号。

优选地，所述步骤2，对所述采样信号进行快速傅立叶变换得到对应的频域信息，结合频率方差区分干扰信号与流量信号的步骤，包括：

采用频域抽选法将长度为N的采样信号对应的采样序列分成两个长度均为N/2的子序列，组成长度为N/2的复数序列，对所述复数序列进行离散傅立叶变换，通过公式将其转化为长度为N的采样序列的FFT实数。

优选地，所述步骤2，对所述采样信号进行快速傅立叶变换得到对应的频域信息，结合频率方差区分干扰信号与流量信号的步骤，还包括：

根据定点运算横向调整数据范围，计算采样信号的平均值，将原始采样数据减去该平均值调整数值范围，以确保采样数据的横向范围在定点运算对应快速傅立叶变换数值范围内；

调整模数转换器采样信号的增益，将数值放大或缩小至规定范围内进行测算，根据增益计算到采样信号的实际幅值。

当对离散的频率采样点进行离散傅立叶变换时，采用能量重心法对离散频谱进行校正；

当采样频率不为最小可分辨频率的整数倍时，离散傅立叶变换输入的频率泄漏到所有输出点，其泄漏分布取决于根据窗函数连续域傅立叶变换；采用如下公式对频谱转换后的幅值进行校正；

式(1)中A为校正幅值，k'为校正后的谐波位置，k为最大幅值频率所在的谐波位置，y_k是k次谐波的幅值，Δk为k与k'之间的差值。

优选地，在所述步骤2之前，还包括：采用陷阱宽度与陷阱深度均可调的陷波器对所述采样信号进行滤波，滤除所述采样信号中的干扰信号。

优选地，所述陷波器为带阻较窄的带阻滤波器，使用模拟低通滤波器经S平面变换得到数字带阻滤波器的Z平面，按设定陷阱频率范围对采样信号进行衰减，且衰减比例与频率范围为可调；

从时域角度出发，选择同时具有零点与极点的ARMA模型作为陷波器，具体如下：

式(2)中，其零点在单位圆上，极点在单位圆内，每一对零、极点具有相同相角，α＝-2cosω₀，ω₀为陷波器的中心频率，ρ(0＜ρ＜1)与陷波器的宽度有关；

将模数转换器的采样数据进行归一化处理，根据奈奎斯特采样定律，由于FFT变换所得的频谱图是关于根据奈奎斯特频率Fs/2对称，所以ω/ω_s只有在0～0.5范围内有效，当时，根据公式(2)所得其零点、极点如公式(4)与(5)：

式(4)与(5)中，为零点，为极点，由于在单位圆上，ρ＝1时p为极点，0＜ρ＜1时p在单位圆内；

其中，式(6)中α＝-2cosω₀，ρ₁(0＜ρ₁＜1)，ρ₂(0＜ρ₂＜1)，ω₀为陷波器的中心频率，所述陷波器的陷阱宽度、陷阱深度随着ρ₁、ρ₂的变化而变化。

本发明的目的在于提供一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理系统，包括：模拟信号调理模块、数字信号处理模块、系统输出模块与电源管理模块，所述模拟信号调理模块，用于将传感器的模拟信号适当放大，再低通滤波去掉高频分量后，送入模数转换器，完成信号的采样；所述数字信号处理模块采用陷阱频率、宽度与深度均可调的陷波器对所述采样信号进行滤波，使用FFT算法频谱分析处理采样信号得到流量值；所述系统输出模块用于将流量测量结果通过电流、脉冲向外发送，或者通过通讯模块将流量信息传递至外部终端；所述电源管理模块用于将24V直流电源转换为3V电压，为模拟信号调理模块与数字信号处理模块供电。

优选地，所述模拟信号调理模块包含传感器、电荷放大器、限幅放大器、低通滤波与跟随器；所述数字信号处理模块包含单片机、欠压监测电路、复位电路、铁电存储器电路与外部看门狗电路；所述系统输出模块包括通讯模块、人机接口电路、脉冲输出电路与4～20mA模拟信号输出电路；所述电源管理模块包括DC/DC模块与LDO模块；其中，系统上电后，立即进行初始化；初始化后，根据定时的时序信号调用计算模块，采用信号处理算法对采样序列进行处理，计算出涡街频率；根据所设定的仪表系数，计算瞬时流量和累积流量；采用通讯模块进行液晶显示器刷新；调用系统输出模块，根据计算出的瞬时流量，向外发送标准的4-20mA的电流和输出流量对应的脉冲；输出完成后，主监控程序将返回，重新开始进行新的循环。

如上所述，本发明的基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法及系统，具有以下有益效果：

本发明将涡街流量计中传感器采集的涡街信号，通过快速傅里叶变换从时域转化为频域信号，将各个频率下的信号展开分析，获取能量最大的信号作为流量信号，消除了现场白噪声对流量信号的影响，提高信噪比，有利于涡街流量计扩展其测量下限，即测量精度。即使在振动源不止一个时，产生固定的干扰信号，且其对应的功率密度谱能量大于流量信号的能量，通过建立宽度与深度均可调节的陷波器组，消除了功率密度谱能量大于流量信号的干扰信号，便于提取流量信号。

附图说明

图1显示为本发明提供一种现有压电式涡街流量计的结构框图；

图2显示为本发明提供的压电式涡街流量计的系统原理框图；

图3显示为本发明提供的压电式涡街流量计频谱分析结构框图；

图4显示为本发明提供的基于涡街流量计的结构图；

图5显示为本发明提供的基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法流程图；

图6显示为本发明提供的基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法的实施例流程图；

图7显示为本发明提供的基于涡街流量计抗干扰信号的处理系统结构框图；

图8显示为本发明提供的基于涡街流量计抗干扰信号的处理系统完整结构框图；

图9显示为本发明提供的基于涡街流量计抗干扰信号的工作流程图；

图10显示为本发明提供的频域抽选法进行快速傅立叶变换所采用的蝶形单元；

图11显示为本发明提供的离散功率谱频率点分布图；

图12显示为本发明基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法快速傅立叶变换第一频谱图；

图13显示为本发明基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法速傅立叶变换第二频谱图；

图14显示为本发明采用陷波器滤除干扰信号所对应第一幅频响应图；

图15显示为本发明采用陷波器滤除干扰信号所对应第二幅频响应图；

图16显示为本发明采用陷波器滤除干扰信号所对应第三幅频响应图；

图17显示为本发明采用可调陷波器滤除干扰信号所对应第一幅频响应曲线图；

图18显示为本发明采用可调陷波器滤除干扰信号所对应第二幅频响应曲线图；

图19显示为本发明采用可调陷波器滤除干扰信号所对应第三幅频响应曲线图；

图20显示为本发明采用可调陷波器滤除干扰信号所对应第四幅频响应曲线图；

图21显示为本发明采用可调陷波器滤除干扰信号所对应第五幅频响应曲线图。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

请参阅图1，为本发明提供一种现有压电式涡街流量计的结构框图，详述如下：

日本横河研制的数字式涡街流量计(di gi tal YEWFLO)，采用频谱信号处理技术(SSP)对流体状况进行分析，并根据分析数据自动选择与该工况对应的最佳调节，(SSP)可精确感知低流量范围的旋涡，提供超稳定的流量输出。根据横河提供的技术资料表明，其采用了多组带宽一定的带通滤波器组，通过使用一种最佳噪声比搜索算法，动态选择带通滤波器组中的滤波器消除噪声，该方法可以快速跟踪信号频率变化规律，并选择与信号频率对应的带通滤波器，消除其它频率干扰信号。但该种方法并不能够解决干扰和流量信号频率重叠的情况，并且由于是带通滤波器参数固定，给自动调节增加了难度，并且数字带通滤波器在低频部分的处理上存在一定技术难度。图1中压电式涡街流量计采用两片压电元件作为检测元件，上下两片压电元件极化方向相反，

Q₁＝S₁+N₁ (1.1)

-Q₂＝-S₂-N₂ (1.2)

式中：Q₁为上片压电元件的输出电荷；S₁为上片压电元件的信号成分；N₁为上片压电元件的噪声成分；Q₂为下片压电元件的输出电荷；S₂为下片压电元件的信号成分；N₂为下片压电元件的噪声成分。

将式(1.1)加上λ乘以式(1.2)，得：

Q₁-λ×Q₂＝S₁+N₁-λ×(S₂+N₂)

＝S₁-λ×S₂+N₁-λ×N₂ (1.3)

如果λ＝N₁/N₂，且S₁/S₂≠N₁/N₂，则噪声成分将受到抑制；最佳噪声比搜索算法就是要找到λ。

请参阅图2与图3，分别为该压电式涡街流量计的系统原理框图、频谱分析结构框图，在图2中上、下片压电元件各自输出的电荷经过放大、模数转换得到各自对应的采样信号，将采样信号按照各自对应频谱分析输入到CPU，各自的采样信号经过噪声比例输入到带通滤波、整形，最后通过处处电路输出脉冲信号；而图3中设置高通滤波器(HPF)与低通滤波器(LPF)，信号S1通过HPF滤波得到频谱，信号S2依次LPF与HPL滤波得到频谱，信号S3依次两个LPF与HPL滤波得到频谱，信号S4依次通过三个LPF与HPL滤波得到频谱。

请参阅图4，为涡街流量计的结构框图，其可粗略地分成传感器与转换器两部分。传感器包括发生体、表体(包括测量管和法兰)、检测元件等；转换器是指涡街流量计的电气部分，它包括防护罩和防护罩内的电子模板和显示单元。

表体内流体流通部分加工成公称通径D的测量管，为被测流体通过仪表提供通道。测量管道内安装发生体和检测元件，发生体与测量管的轴线垂直，它可以焊接在表体内，也可通过密封件安装在表体内，其主要功能就是产生卡曼涡街。检测元件也安装在表体上，它可以采用热敏、超声、应变、电容、磁电、应力、光电等多种敏感元件制作，用以检测涡街信号。检测元件可以安装在发生体内或发生体的下游，还可以移出测量管外。

请参阅图5，为本发明提供一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理方法，包括：

步骤1,获取所述涡街流量计中传感器的采样信号；

步骤2，对所述采样信号进行快速傅立叶变换得到对应的频域信息，结合频率方差区分干扰信号与流量信号；

步骤3，通过K系数换算得到对应的流量值。

在本实施例，通过快速傅立叶变换可将时域信号转成频域信号，通过周期图谱分析，从功率密度谱进行展开，将流量信号从干扰信号中提取出来。

请参阅图7，本发明的目的在于提供一种基于涡街流量计抗干扰信号的处理系统，包括：模拟信号调理模块、数字信号处理模块、系统输出模块与电源管理模块，所述模拟信号调理模块，用于将传感器的模拟信号适当放大，再低通滤波去掉高频分量后，送入模数转换器，完成信号的采样；所述数字信号处理模块采用陷阱频率、宽度与深度均可调的陷波器对所述采样信号进行滤波，使用FFT算法频谱分析处理采样信号得到流量值；所述系统输出模块用于将流量测量结果通过电流、脉冲向外发送，或者通过通讯模块将流量信息传递至外部终端；所述电源管理模块用于将24V直流电源转换为3V电压，为模拟信号调理模块与数字信号处理模块供电。

具体地，请参阅图8，为本发明系统硬件结构框图，所述模拟信号调理模块包含传感器、电荷放大器、限幅放大器、低通滤波与跟随器；所述数字信号处理模块包含单片机(MSP430F5418)、欠压监测电路、复位电路、铁电存储器电路与外部看门狗电路；所述系统输出模块包括通讯模块、人机接口电路、脉冲输出电路与4～20mA模拟信号输出电路；所述电源管理模块包括DC/DC模块(隔离和非隔离直流一直流变换)与LDO模块(低压差线性稳压器)；其中，系统上电后，立即进行初始化；初始化后，根据定时的时序信号调用计算模块，采用信号处理算法对采样序列进行处理，计算出涡街频率；根据所设定的仪表系数，计算瞬时流量和累积流量；采用通讯模块进行液晶显示器刷新；调用系统输出模块，根据计算出的瞬时流量，向外发送标准的4-20mA的电流和输出流量对应的脉冲；输出完成后，主监控程序将返回，重新开始进行新的循环。

系统基本工作过程为：传感器信号首先通过模拟信号输入及调理模块，适当放大、低通滤波去掉高频分量后，送入模数转换器(A/D)完成信号的采样；数字信号处理模块用算法对采样的信号进行分析处理，通过陷波器消除部分与流体无关的，而由相对固定的干扰信号，如50/60Hz功频干扰，或管道振动干扰等，再对所采集的数据进行快速傅立叶转换，获得频域信息，再配合频率方差计算对干扰信号和流量信号进行区分，通过K系数换算后得出流量值；最后，系统将流量测量结果如流量信息，总量信息等通过4～20mA电流或脉冲信号，HART通讯模块，LCD液晶显示向外传输。并且可以很方便地通过显示面板上的按键在测量现场或是通过HART通讯在远离现场的控制室内对陷波器宽度、陷波器深度，以及截止频率、截止幅值、仪表系数等重要参数进行调整，适应现场环境变化需要。

具体地，模拟信号调理模块由一个传感器信号调理通道组成，包含了电荷放大器和限幅放大器，通过自适应算法可对其参数进行调整，保证信号幅值控制在200mV左右，通过0～4KHz的二阶模拟低通滤波器滤出测量范围以外的高频信号。目前DN15口径的涡街信号在3700Hz左右，由于DN20以下传感器加工难度较大和振动发生体在DN20以下信号质量严重下降，造成影响信号生成的因素过多，不利于数据分析，因此无论国内外都没有DN15以下的涡街传感器，将截止频率定在4KHz以下能够满足绝大多数市场需求，DN15以下的一般推荐采用电磁流量计，不再一一赘述；数字信号处理模块由MSP430F5418、欠压监测电路、复位电路、铁电存储器电路、外部看门狗电路等组成；系统输出模块由通讯模块电路、人机接口电路、脉冲输出电路和4～20mA模拟信号输出电路等组成。系统还包括一个电源管理模块，通过DC/DC模块将24V直流电源转换成3V电压，供数字电路和调理电路使用。

在本实施例中，采用隔离的DC/DC为模拟信号调理电路和单片机及外围电路供电，使模拟信号调理电路的模拟地可以直接接至仪表的表壳，增强了抗50Hz工频干扰的能力，又能通过安全性能试验:省去程控放大电路，节省成本。

完成涡街流量计的硬件架构连接，需要确定建立的各个模块之间的内在联系及其调用顺序。在模块设置之初，其原则是完成程序的一个子功能，保证该功能的正确运行，同时降低与其他模块的耦合程度。因此，每个模块只是单独完成了整个程序大功能的一小块，因此系统流程就是将这些离散的模块通过线性的逻辑模式一一组合起来，以便完成功能更大的模块，在多层堆叠之后，能够完成需求分析所要求的基本功能。

请参阅图9，为本发明涡街流量计的流量计的流程图，主监控程序是整个信号处理系统的总调度程序，调用各个模块中的子程序实现仪表所要求的功能。它是一个死循环程序，顺序执行。系统一上电，主监控程序自动运行，进入不断计算和处理的循环中。基本过程为：系统上电开始后，立即进行初始化；初始化后，就进入循环程序，不断查询几个软件定时器定时时间是否到，如果某个定时器定时时间到，就调用相应模块的子程序进行处理。这些处理包括涡街信号处理、LCD处理、键盘扫描和通信数据处理。

信号处理方面采用了快速傅立叶变换(FFT)，它显著地减小了离散傅立叶变换(DFT)的强度，使其具有“实时”性，对于现代工程应用具有很大的价值。FFT算法有许多中，但它们的共同点是只对固定点数N的输入采样值进行计算。

快速傅立叶变换将DFT所需要的N²次复数乘法降低到复数乘法次数Nlog₂(N)次。快速傅立叶变换的原理是通过许多小的更加容易进行的变换去实现大规模的变换。例如N点变换的分解。N为偶数的话，可以分解成两个N/2的变换，例如：对于32点的DFT，原本需要32²＝1024次复数乘法运算，现在分解成两个16点DFT之后，只需要16²+16²＝512次复数乘法运算。可见，通过分解，对两个部分分别进行离散傅立叶变换(DFT)，计算速度有显著的提升。

目前主要采用两种FFT算法，1)时域抽选法(DIT)，将输入序列的奇数点和偶数点分别抽选出来组成两个N/2点的序列，分别进行DFT，产生的中间结果再通过N/2的两点DFT合成，得到输出结果。2)频域抽选法(DIF)，也是将序列分为两组，先成对地进行N/2次2点DFT，再进行2个N/2点的DFT。这样可以直接生成输出序列的奇数和偶数部分。

本申请中采用频域抽选法(DIF)进行快速傅立叶变换，请参阅图10，为频域抽选法中蝶形单元，其中，快速傅立叶变换的核心是“蝶形单元”的运算。而基2蝶形单元就是有两个输入和两个输出的蝶形单元。多基的蝶形单元在某些特定的情况下使用以减少快速傅立叶变换的运算时间。出于工程化便利，只使用了基2蝶形单元，其对应的公式为

A₂＝A₁+B₁＝(A_1r+B_1r)+(A_1i+B_1i)i (3.1)

本申请中，由于MSP430处理能力有限，因此采用定点运算的方式，MSP430内部的乘法器支持S0.15的定点运算，由公式(3.1)、(3.2)可知A₁,B₁和可以使用S0.15方式表示，其十进制数值表示范围为[-1,0.9999695]；A₂，B₂可以使用S1.14方式表示，其十进制数值范围为[-2，1.9999390],这样计算中就不会发生数据溢出错误。因为蝶型单元的输出会作为下一级蝶型单元的输入，所以需要对S1.14进行转换，即将S1.14右移一位即可。

同时，快速傅立叶变换计算是复数计算，分别要对虚部和实部进行加乘运算即A₁＝A_1r+A_1ii，由于采集的信号数据都是实数值，所以虚部A_1i＝0,所以复数部分是在进行空运算，影响了运算效率。为了提高快速傅立叶变换的运算效率，采用实函数的FFT算法，将2048个点按顺序平分成两部分实数数组，将这两个数据组压缩为复数形式输入数组的实部和虚部，将2048个实数点压缩成1024个复数点，进行复数运算，最后再将1024点运算结果劈分还原成2048点实数结果，这样可以提高一倍计算速度。

在本实施例中，采用实数FFT算法，并用汇编语言实现，与复数FFT算法相比，可以节省近一半的运算时间和存储量，使单片机可以实时实现2048点FFT算法，确定涡街流量的频率，与经过带通滤波器后、再通过脉冲计数来测量频率的方法相比，抗干扰能力大大加强以上方法可以在保证精度的要求下，完成快速傅立叶的变换运算。

在本实施例中，为了满足快速傅立叶变换的定点运算的要求需要在参与计算前对数据进行以下处理：

数据范围横向调整：因为选用的是S0.15定点运算方式，所以快速傅立叶变换的定义域范围在[-1,0.9999695]之间。从AD采样得到的信号数据是在[0,3]V的一个正信号，所有采样数据都大于0，不便于运算处理。可以对采样数据求平均，并从原始数据中减去该均值，将数值范围调整到[-1,0.9999695]之间。

数据范围纵向调整：为了保证计算精度，可以动态调整AD采样数据的增益，将数值放大或缩小到规定范围内进行测算，首先找到绝对值最大的那个数值，根据该值对所有数据进行缩放到±1附近。在快速傅立叶变换计算完毕后再将该增益补偿回去，求出实际的信号幅值大小。

离散傅立叶变换是对离散的频率采样点进行处理，其不可避免地存在栅栏效应，导致经过快速傅立叶变换处理得到的频谱，其频率、幅值和相位均可能产生较大的误差。栅栏效应在非同步采样的情况下，影响明显。例如：在非同步采样时，由于各次谐波分量并没有正好落在频率分辨点上，而是落在两个频率分辨点之间，这样通过快速傅立叶变换后无法直接得到各次谐波分量的准确值，只能以临近的频率分辨点的值来近似代替，如图11所示，通过快速傅立叶变换得到一组等间距的频率点，间距为Δf，通常称为最小可分辨频率，Δf的计算公式为(3.3)式，其中f_s为采样频率，N为采样数据点数。通过该公式可知要提高分辨率，减小Δf，必须通过降低采样频率，增加采样点数来决定，但根据奈奎斯特采样定理，要求采样频率必须为信号频率的2倍以上，而涡街流量计信号的采样频率通常在0到4000Hz之间，所以f_s必须大于8000Hz以上，这样f_s不可能降得太低。那么要减小Δf只能靠增大分母N，即采样点个数来解决，但采样点数越多，数据处理量就越大，空间和时间上的资源消耗就会增大，目前的单片机在存储空间和，数据处理能力上都存在局限性。

因此栅栏效应大大限制了该技术在工程领域的应用，通过估算我们的MSP430数据存储空间为16KB,只能提供2048个数据点进行快速傅立叶变换定点运算，采样频率f_s最大为12KHz，所以代入(3.3)式可知Δf＝5.86Hz。所以，当涡街信号频率低时带来的误差非常大。

所以，需要使用有限的数据对信号频率进行补偿，提高频率分辨率。目前对于单频率成分或间隔较远的多频率成分的离散频谱，包括比值法、能量重心法、FFT+FT连续细化傅立叶变换分析法和相位差法四种校正方法，通过对四种算法对CPU芯片处理能力的分析，首先，采用比较简单的重心法，重心法是丁康等在三点卷积幅值校正法的基础上提出来的一种通用的离散频谱校正方法，利用离散窗谱函数的能量重心是坐标原点的原理求出频率校正量，这是一种校正精度很高的校正方法，能量重心法的公式如(3.5)式所示。

y_k-1＜y_k+1

k'＝y_k,y_k-1＝y_k+1 (3.5)

y_k-1＞y_k+1

其中，k'是校正后的谐波位置，k是最大幅值频率所在的谐波位置，y_k是k次谐波的幅值，y_k-1是k-1次谐波的幅值，y_k+1是k+1次谐波的幅值。经校正后，就可以计算出涡街频率，

式(3.6)中，f_s是采样频率，N是FFT计算点数。

如果不是整周期采样即输入频率不是Δf得整数倍，因为离散傅立叶变换只能输出Δf的频率点上的功率，所以当输入频率不在Δf得整数倍时，在离散傅立叶变换的输出上就没有与输入频率相对应的点(因为离散傅立叶变换输出的数是离散的)，那么输入频率就会泄露到所有的输出点上，具体的泄露分布取决于所采用的窗函数的连续域傅立叶变换，对于没有使用窗函数的，相当于使用了矩形窗函数。而对于非矩形窗函数，非矩形窗函数本身就产生一定的泄露，是通过加大主瓣的宽度来降低旁瓣的幅度，通常主瓣的宽度变为矩形窗的两倍。所以入图12所示，实验中应该只提供了198.97Hz一个信号并且幅值为1，但其频谱在198.97Hz与之对应的地方能量泄露到两边去了，幅度只有0.6，而这种情况在不同的频率处由有所不同，如图13所示，原本提供了200Hz和500Hz两个信号，但经过离散傅立叶转换后两个频率点处的能量存在较大的差别。在实际测量过程中这种运算误差直接导致了信号分析能力的下降。

所以需要通过对频谱转换后的幅值进行校正，来提高幅值测量精度。幅值校正公式为

式中，k为功率谱中幅值最大对应的谐波，k'为前一节中介绍的频率校正后的谐波位置，y_k为k次谐波对应的幅值。

当Δk太小的时候，由于sin(Δkπ)趋紧于0，导致分母趋于0，造成运算所误，需要剔除不参与运算。

以下是在基于MSP430的开发平台上进行的实验所得到的数据，为了便于数据的采集通过连接液晶显示器，将测量的频率和幅值结果显示出来。测量环境：川仪流量计实验室；测量工具：MSP430开发板，函数信号发生器；通过在较宽的频带范围内对信号进行采集分析。测试结果详见表3.1，表3.2。

频率测试

表3.1 FFT频率测量结果

从上述的测量结果中，可知，采用能量重心法校正后的频率绝对误差大幅度减小，其误差值远远小于未采用任何校正手段进行补偿的信号频率，并且随着采样频率逐渐增大，频率间距也增大，当其对应的计算点数N增大时，其对应绝对误差的也随之变大。

幅值测量

表3.2 FFT幅值测量结果

在本实施例中，通过幅值校正后的信号幅值误差得到减小，通过以上实验说明FFT的校正算法是成功的，能够通过简单的数值算法减小工程运算中产生的误差，提高测量精度。

从前面的描述可以看出，采用幅值校正、频率校正，通过快速傅立叶变换展开后，可以清晰地分辨出涡街流量计传感器中夹杂着的流量信号和振动干扰信号，从而提高信噪比，相对于传统涡街流量计而言，具有非常明显的优势，因为传统的涡街流量计测量方式都是通过将前端传感器信号放大后经过门限电路和带通或低通滤波器进行滤波后输出，采用对输出的频率进行记数的方式，该方式非常容易受到外部干扰的影响，因为是时域信号，所以当外部干扰比较大时，流量信号波型就会发生畸变，如果这时门限电路就会发生误判断，输出错误的频率。在实用快速傅立叶变换对其进行处理后，可以消除大部分白噪声干扰，不过由于傅立叶变换自身的原理特性，虽然可以在很宽的频带范围内将各个信号频率展开分析，但在实际产品的设计过程中，考虑到功耗，采用的CPU处理能力，只能获得功率密度谱分析中能量最强的那个频率信息。因此，当涡街流量信号在频谱中的能量小于振动源带来的干扰时，信号的提取问题，通过研究表明，的确存在一些相对固定的干扰信号，如电机振动导致管道以相同频率振动，因为电机是以固定转速运行的，其带来的振动就是相对固定的，当电机振动强烈时，振动频率很可能大于涡街传感器感应的流量信号。导致傅立叶变换输出所误的频率数值，通过实验表明管道振动对涡街信号提取影响最大。特别是当流量信号比较微弱的时候，其能量往往比干扰信号低很多，比如涡街信号只有0.2V,振动信号就2V左右趋于饱和了，这样完全没有办法获得流量信号。为了解决该问题，需要先削弱干扰信号，突出流量信号，于是我们考虑对采集到的数据进行陷波处理。为了便于测试我们将陷波器的宽度和深度设置成可调，配合测量门限消除固有干扰信号。

所谓陷波器就是设计一个阻带很窄的带阻滤波器。它是以模拟滤波器为原型设计的。通常陷波器的设计方法有两种：1)先利用模拟频域带阻变换法，再利用数字化法设计数字带阻滤波器。2)从模拟低通滤波器经过s平面变换成数字带阻滤波器的z平面，本申请中优选第二种方式。

模拟低通到模拟带阻的变换关系为：

式中，s为模拟低通拉普拉斯变量，P为模拟带阻拉普拉斯变量，ω₀为模拟带阻滤波器的几何中心频率。

通过双线性Z变换

ω₀＝2 fs tan(Ω₀/2) (3.9)

由上式可推导：

其中，

ω_c是模拟低通滤波器通带截止频率，当采用归一化的低通滤波器作为变换原型时，ω_c＝1。Ω₁和Ω₂分别是带阻数字滤波器两个通带的截止频率。

求满足数字带阻滤波器要求的归一化模拟低通滤波器的阻带起始频率ω_st，令s＝jΩ，z＝e^jΩ代入上式可得

因此确定阶数n后，用式代入模拟滤波器的传递函数H(s)而得到数字带阻滤波器H(z)。

我们希望通过设定需要的陷阱频率、陷阱宽度和陷阱深度，就可以得到一个陷波器，该陷波器就可以根据我们所设定的要求对信号进行滤波，信号按设定的陷阱频率范围只对相应的范围的信号进行衰减，并且衰减比例和频率范围可以按需要调节。

通常从时域设计出发，陷波器都设计成具有既具有零点，又具有极点的ARMA(autoregres s ive moving average)模型。如(3.13)式所示。其零点在单位圆上，极点在单位圆内，且零点和极点具有相同相角，这样有助于使用较低阶数获取所要求的性能。

式中α＝-2cosω₀，ω₀为陷波器的中心频率(圆周频率)，ρ(0＜ρ＜1)与陷波器宽度有关。图14到图16为陷波器的幅频响应曲线图，其中，图14中ρ₁＝0.98，ω₀/ω_s＝0.1；图15中ρ₁＝0.9，ω₀/ω_s＝0.1；图16中ρ₁＝0.9，ω₀/ω_s＝0.3。

从上述图中可知ρ可以调整陷波器的宽度，当ρ接近1时陷波器宽度就趋于0；当信号频率落在在陷波器的中心频率处，信号幅值很快衰减到零点附近；在陷波器截止频率范围以外，信号强度基本不会发生衰减。即可以将某固有的频率消除掉，而不会影响其他频率。

为了便于分析，将AD采集数据进行归一化处理，ω_s为采样角频率，ω₀为陷波器中心频率。根据奈奎斯特采样定理，FFT变换后的频谱图是关于奈奎斯特频率Fs/2对称的，所以ω₀/ω_s(即图中对应的归一化频率ω/ω_s)只有在0～0.5范围内有效。当时，式(3.13)为0；说明当信号频率处于陷波器中心频率处时，幅值完全衰减到零。

当信号频率和干扰频率出现混频时，在时，流量信号的频率也会被衰减到零，造成误处理，因此，需要根据实际现场状况调整陷波器的深度，于是对陷波器的传递函数进行了部分修改。

由公式(3.13)可推导出其零极点分别为：

为零点，为极点，由于在单位圆上，ρ＝1时p为极点，0＜ρ＜1时p在单位圆内。而正是公式(3.7)的分子部分公式在时为0，所以，考虑对该式分子部分进行修改，使分子部分公式的根在单位圆内，则(3.13)式就不存在零点了，当信号频率落在改进后的陷波器内也不会被削减成零。

通过将(3.13)式分母部分移到分子部分，可以得到以下公式

α＝-2cosω₀,ρ₁(0＜ρ₁＜1),ρ₂(0＜ρ₂＜1)

根据该公式(3.14)获得陷波器对应的幅频响应曲线图，为图17到图21所示，其中，图17中ρ₁＝0.998，ρ₂＝0.99，ω₀/ω_s＝0.1，图18中ρ₁＝0.995，ρ₂＝0.99，ω₀/ω_s＝0.1，图19中ρ₁＝0.998，ρ₂＝0.9，ω₀/ω_s＝0.1，图20中ρ₁＝0.95，ρ₂＝0.9，ω₀/ω_s＝0.1，图21中ρ₁＝0.998，ρ₂＝0.99，ω₀/ω_s＝0.25。

根据上述图中设置条件不同，可以证明(3.14)式,陷波器在中心频率处的增益已经不为零了。同时，陷波器的深度和宽度，随ρ₁，ρ₂的变化而变化。即通过对传统陷波器进行修改，可以得到一个新的陷波器，其中心频率、陷波器深度、陷波器宽度均可调整，即ρ₁可调节陷波器的深度，ρ₂可调节陷波器的宽度，从而滤除干扰信号，便于提取。

本实施例中，在川仪技术中心振动台上完成管道振动试验。试验管道为DN80，以吹风电机作为信号源产生漩涡信号，产生的有效信号频率为67HZ左右。同时，用电动振动台作为干扰源产生振动干扰信号，干扰信号频率为10150HZ。通过在不同的振动频率点调整振动强度，对漩涡有效信号进行不同程度的干扰，旨在验证仪表的抗管道振动干扰的能力。整个试验基于GB/T 2423.10-2008/IEC 60068-2-6:1995标准，即电工电子产品环境试验试验Fc振动(正弦)标准。通过两个多月的调试、分析和完善，最终的试验结果表明，仪表的抗振能力较强，基本不受管道振动干扰的影响，仪表工作正常、稳定，可应用于大型电厂及通用工业现场。

综上所述，本发明将涡街流量计中传感器采集的涡街信号，通过快速傅里叶变换从时域转化为频域信号，将各个频率下的信号展开分析，获取能量最大的信号作为流量信号，消除了现场白噪声对流量信号的影响，提高信噪比，有利于涡街流量计扩展其测量下限，即测量精度。即使在振动源不止一个时，产生固定的干扰信号，且其对应的功率密度谱能量大于流量信号的能量，通过建立宽度与深度均可调节的陷波器组，消除了功率密度谱能量大于流量信号的干扰信号，便于提取流量信号。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。