一种用于77GHz汽车雷达的接收芯片的制作方法

本发明涉及射频/毫米波芯片设计技术、汽车雷达系统前端电路等领域，具体的说，是一种用于77GHz汽车雷达的接收芯片。

背景技术：

随着汽车数量的爆发式增长，汽车行车安全受到越来越大的挑战，被动安全如安全带、安全气囊等已经不足以保证人身及财产安全。因此，主动安全装置被逐渐的应用于汽车行业。其中，汽车毫米波雷达的应用为自适应巡航、防碰撞、盲区检测等提供了可靠的主动安全措施。典型的车用毫米波雷达频率是应用24GHz和77GHz，77GHz波段下探测距离长，带宽大，频段相对使用较少，已逐渐发展为车载毫米波长距雷达应用波段。

雷达系统主要分为调频连续波（FMCW）雷达以及脉冲雷达。针对汽车雷达应用，目标距离较近，发射脉冲和接收脉冲之间的时间差非常小，信号高速处理要求较高。调频连续波算法简单，信号处理要求不高，非常适合做近距离探测的汽车雷达。

FMCW雷达发射连续调制信号，信号频率在时域中按照调制电压的规律线性上升或者下降，常用的调制信号包括方波信号、锯齿波信号以及三角波信号等。以采用三角波调制形式的FMCW雷达测距为例，调频信号中心频率为fo ，Tc为调频信号周期、Bc为调频带宽。信号上升过程，发射信号与接收信号的差频频率表示为fbup；信号处于下降过程，发射信号与接收信号的差频频率表示为fbdn。当目标处于静止状态时，发射信号经过ΔT时间延迟被雷达接收，ΔT=2R/c,式中c为光速，R为雷达与目标之间的距离。此时上升和下降过程差频频率fbup=fbdn=fr1=f1-f2,雷达与目标物体之间的距离R=c•Tc•fr1/4Bc。如果目标正在移动，则反射信号包含一个由目标相对运动所引起的多普勒频移fd。fd=2Vr•fo/c，Vr为相对运动速度，多普勒频移会使得差频信号在上升和下降过程产生变化，其中信号上升过程的差频信号fbup= fr2-fd，信号下降过程的差频信号fbdn= fr2+fd，因此可以计算出雷达与目标相对速度Vr=c•（fbdn-fbup）/4fo，当目标正在靠近雷达时，相对速度取值为正，目标远离雷达时，取值为负。基于距离R和相对速度Vr公式，可以进一步确定雷达系统处理距离和相对速度分辨率。

目标的检测主要通过雷达发射和接收的波束决定。通过集成多个天线、多个收发通道以及数字信号处理实现的数字波束形成系统，可以完成多路信号的处理，扩宽雷达监测的角度。射频收发前端是雷达系统的核心模块。发射信号由发射机内部集成的压控振荡器在调制信号的作用下产生，其输出信号一部分经过功率放大器放大输出，一部分作为接收机本振信号与目标反射的回波信号进行混频。

现有的车载毫米波雷达接收芯片分为两种。一种采用分离器件的形式，通过单独的巴伦、混频器、放大器、倍频器以及功率放大器芯片实现反射信号的解调，该方案集成度较低、不利于汽车雷达小型化的需求。另一种方案采用全集成的形式，所有功能单元均在芯片内部实现。

现有77GHz汽车毫米波雷达系统中的射频接收机大多采用多款芯片组合来实现，存在体积大，功耗大，一致性差，成本较高等缺点，芯片数量的增加意味着设计难度就会增加，导致研制成本的增加和研发周期的加长，不利于大规模应用。

技术实现要素：

为了提高汽车雷达系统的集成度和性能，本发明提出一种用于77GHz汽车雷达接收芯片，充分利用了SiGe BiCMOS工艺和传输线技术，实现了77GHz毫米波雷达接收机的单片集成，并且在电路设计中充分的考虑了线性度、噪声、增益各项指标，采用了新颖的电路设计技术，实现了各系统指标的提升。

一种用于77GHz汽车雷达的接收芯片，包括4通道的射频信号接收模块、本振信号倍频模块、功分模块和中频信号处理模块，所述本振信号倍频模块接收本振信号倍频后由功分模块分为四路输送至射频信号接收模块的4个通道并与射频信号接收模块接收到的射频信号进行下变频处理变为中频信号，再输送给中频信号处理模块处理后输出。

具体地，所述本振信号倍频模块包括本振信号输入接口、本振信号输入接口依次连接的第一巴伦、第一缓冲放大器、倍频器、功率放大器和第二巴伦，第二巴伦连接功分模块。

具体地，所述射频信号接收模块包括第三巴伦、低噪声混频器、第四巴伦、第二缓冲放大器、第三缓冲放大器和射频输入接口，所述射频输入接口依次连接有第三巴伦、低噪声混频器、第三缓冲放大器，所述低噪声混频器还依次连接有第二缓冲放大器、第四巴伦，所述第四巴伦连接功分模块。

具体地，功分模块为wilkinson功分器。

具体地，所述中频信号处理模块包括中频信号输出接口和与中频信号输出接口依次连接的第五缓冲放大器和第四缓冲放大器，第四缓冲放大器与射频信号接收模块连接。

具体地，所述第三缓冲放大器为射极跟随器。

具体地，所述第五缓冲放大器为于幅度的调节和驱动的差分射极跟随器，所述第四缓冲放大器为一级缓冲放大器。

具体地，所述低噪声混频器包括晶体管T1、T2，晶体管T1、T2基极连接差分信号输入端；所述晶体管T1、T2基极还分别通过传输线TL7、TL6接收偏置电压；晶体管T1、T2发射级相连后依次连接传输线TL5、电阻R1后接地；晶体管T1集电极依次通过传输线TL12、TL10连接到电源，晶体管T2集电极依次通过传输线TL13、TL11连接到电源；晶体管T3、T4发射极相连后并通过传输线TL17、TL16、电阻R2连接到地；晶体管T5、T6发射极相连后并通过传输线TL18、TL16、电阻R2连接到地；晶体管T3、T6基极相连接后连接到本振信号输入端，晶体管T4、T5基极相连接后连接到本振信号输入端；晶体管T3、T5集电极相连后连接到中频信号输出端口，T4、T6集电极相连后连接到中频信号输出端口；晶体管T3、T5集电极通过第一RC并联电路连接到电源，晶体管T4、T6集电极通过第二RC并联电路连接到电源。所述第一RC并联电路包括电阻R3、电容C5；所述第二RC并联电路包括电阻R4、电容C6；晶体管T3、T4发射极相连后依次通过传输线TL14、隔直电容C3、传输线TL12连接到晶体管T1集电极；晶体管T5、T6相连后依次通过传输线TL15、隔直电容C4、传输线TL13连接到晶体管T2集电极。

具体地，倍频器包括晶体管T7、T8，晶体管T7、T8基极连接本振信号输入端；晶体管T7、T8基极还分别通过传输线TL21、TL20接收偏置电压；晶体管T7、T8发射极相连并通过传输线TL19、电阻R5连接到地；晶体管T7、T8集电极连接有谐振负载电路，谐振负载电路包括传输线TL22、TL24、TL25、TL23和电容Cc，传输线TL22、TL24、TL25、TL23依次连接，电容Cc的一端连接在传输线TL22与TL24之间，另一端连接在传输线TL23、TL25之间；传输线TL22、TL23分别与晶体管T7、T8集电极连接；传输线TL6、TL7的公共端通过传输线TL26连接到电源；晶体管T9、T10发射极分别通过传输线TL33、TL34相连后再通过传输线TL32、电阻R6连接到地；晶体管T9集电极通过传输线TL35、TL37连接到电源；晶体管T10集电极通过传输线TL36、TL38连接到电源；晶体管T9、T10集电极还分别通过传输线TL35、TL36连接到本振信号输出端口，输出经过倍频的本振信号；晶体管T9、T10基极相连后接收偏置电压；传输线TL27、TL29、TL30依次连接，传输线TL29的两端分别连接有传输线TL28、TL31的一端，传输线TL28、TL31的另一端分别连接到晶体管T9、T10发射极；传输线TL30的一端连接到晶体管T7、T8发射极之间的公共端。传输线TL27的一端连接到与晶体管T7、T8集电极连接的谐振负载电路中传输线TL24、TL25的公共端。

具体地，功率放大器包括晶体管T11、T12，晶体管T11、T12基极连接本振信号输入端，接收78.5GHz的本振信号；晶体管T11、T12基极还分别通过传输线TL41、TL40接收偏置电压；晶体管T11、T12发射极相连后通过传输线TL39、电阻R7连接到地；晶体管T11集电极通过传输线TL42、TL44连接到电源；晶体管T12集电极通过传输线TL43、TL45连接到电源；晶体管T13、T14分别通过传输线TL49、TL50相连后再通过传输线TL48、电阻R8连接到地；晶体管T13、T14基极相连并接收偏置电压；晶体管T13集电极通过传输线TL51、TL53连接到电源；晶体管T14集电极通过传输线TL52、TL54连接到电源；晶体管T13、T14还分别通过传输线TL51、TL52输出经过功率放大的本振信号；晶体管T11集电极同过传输线TL42、TL46连接到晶体管T13发射极；晶体管T12集电极同过传输线TL43、TL47连接到晶体管T14发射极。

本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：

（1）本发明的结构使得汽车雷达的接收系统具有高集成度的同时，线性度、噪声、增益各项指标也得到了提升。

（2）本发明的结构使得体积小，功耗小，一致性好，成本相对较低。

附图说明

图1为本发明的结构示意图。

图2为实施例2的电路原理图。

图3为实施例3的电路原理图。

图4是实施例4的电路原理图。

图5是实施例5的电路原理图。

图6是实施例6的电路原理图。

其中，附图标记如下：1-本振信号倍频模块，11-本振信号输入接口，12-第一巴伦，13-第一缓冲放大器，14-倍频器，15-功率放大器，16-第二巴伦，2-射频信号接收模块，21-射频输入接口，22-第三巴伦，23-低噪声混频器，24-第四巴伦，25-第二缓冲放大器，26-第三缓冲放大器，3-功分模块，4-中频信号处理模块，41-第四缓冲放大器，42-第五缓冲放大器，43-中频信号输出接口。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

如图1所示，一种用于77GHz汽车雷达的接收芯片，包括射频信号接收模块2、本振信号倍频模块1、功分模块3和中频信号处理模块4。所述射频信号接收模块为4通道的射频信号接收块。所述本振信号倍频模块接收本振信号并进行倍频后发送给功分模块分为四路相同的本振信号，四路本振信号输入射频信号接收模块并与射频信号进行下变频处理变为中频信号后通过中频信号处理模块输出给芯片外的基带处理模块进行AD采样生成数字信号后，再进行数字信号处理。汽车雷达的收发系统提供38.25GHz信号给本振信号倍频模块进行倍频生成77.5GHz的本振信号。

本振信号倍频模块包括本振信号输入接口11和本振信号输入接口依次连接的第一巴伦12、第一缓冲放大器13、倍频器14、功率放大器15和第二巴伦16。本振信号输入接口接收汽车雷达收发系统提供的38.25GHz本振信号，上述38.25GHz本振信号经第一巴伦转化为差分信号后被第一缓冲放大器阻抗匹配后传输给倍频器进行倍频，产生77.5GHz的本振信号，功率放大器将77.5GHz的本振信号进行功率放大后，再通过第二巴伦发送给功分模块。

所述功分模块为wilkinson功分器，wilkinson功分器进行四路功率分配，分别驱动4路射频接收信道的低噪声混频器。

射频信号接收模块2采用一次变频结构，包括第三巴伦、低噪声混频器、第四巴伦、第二缓冲放大器、第三缓冲放大器和射频输入接口21，所述射频输入接口依次连接有第三巴伦22、低噪声混频器23、第三缓冲放大器，所述低噪声混频器还依次连接有第二缓冲放大器、第四巴伦24，所述第四巴伦连接功分模块。经过功分模块分为四路的本振信号通过第四巴伦和第二缓冲放大器25输入低噪声混频器。所述第三缓冲放大器26用于对中频信号进行缓冲放大，所述第三缓冲放大器为射极跟随器。射频信号进入接收链路中，首先由第三巴伦将单端信号转变为双端差分信号以方便后级电路处理，经第三巴伦转变为差分的射频信号随后进入低噪声混频器和本振信号进行下变频处理。

所述中频信号处理模块包括中频信号输出接口43和中频信号输出接口依次连接的第五缓冲放大器42和第四缓冲放大器41。所述第五缓冲放大器为差分射极跟随器，所述第四缓冲放大器为一级缓冲放大器。差分射极跟随器用于幅度的调节和驱动。

接收芯片的功能是将天线上接收到的射频信号经过下变频处理转换到较低的中频频率，经过中频放大器放大以后再送到基带处理模块，由基带处理模块完成信号的模数变换和数字下变频等处理。接收芯片采用一次变频结构，同时集成4个接收通道。本振信号倍频模块产生电路将38.25GHz本振信号进行倍频和放大处理，将频率升高至77GHz，输出功率6dBm。功分模块采用Wilkinson型功率分配器将倍频以后的本振信号转换为四路相应信号分别输入4个接收通道，整体插入损耗12dB。射频信号接收模块的接收链路输入端采用的第三巴伦、第四巴伦皆为LC巴伦，将射频输入信号和本振信号转换为双端信号，其中LC巴伦插入损耗为1.3dB。本振信号经过两级共源共栅结构的第三缓冲放大器，第一级将信号放大、第二级限制信号幅度。双平衡有源的低噪声混频器将射频信号和本振信号下变频到中频，通过射极跟随器输出以提高驱动能力，同时兼容后级电路输入电平。LC巴伦、低噪声混频器和射极跟随器共提供18dB增益。由于接收芯片集成通道个数较多，中频信号走线很长，为了减少PAD电路数量，中频输出信号最终通过中频信号处理模块进行放大处理，提供6dB增益，然后由差分射极跟随器双转单电路单端输出到芯片片外。

为保持每个接收通道接收到的本振信号相位一致，所有低噪声混频器均按同一方向进行布局，本振信号分布网络信号走线长度、拐角个数和功率分配电路高度匹配，走线不一致将引入额外的电容产生相移。

汽车毫米波雷达系统对接收机线性度有较高要求，同时增益随温度变化范围要小，因此接收通道没有采用低噪声放大器。整个接收通道增益为24dB，受限于第三缓冲放大器波形失真，接收通道输入1dB压缩点为-8dBm。100k单边带噪声系数为13dB。

实施例2

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，作为射频输入巴伦的第三巴伦由两路T型电路组成，分别是差分正端T型电路和差分负端T型电路。每路均由传输线和电容构成。差分正端T型电路包括与输入端IN串联的传输线TL1、TL2，传输线TL1、TL2之间通过电容C1连接到地。差分负端T型电路包括与输入端IN串联的电容C2、传输线TL4，电容C2与传输线TL4之间通过传输线TL3连接到地。所述传输线TL2、TL4的一端分别连接有正输出端OUTP和负输出端OUTN。正输出端OUTP对射频信号进行了正90度相移，负输出端OUTP对射频信号进行负90度相移，由此得到相差180度的差分信号。

实施例3

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，低噪声混频器采用双平衡Gilbert结构的一种变形，在这种变形的双平衡Gilbert结构中，对射频输入级和本振开关级进行了分离，如图3所示。

低噪声混频器的射频输入级包括晶体管T1、T2组成的差分射频输入对管，晶体管T1、T2基极连接差分信号输入端，接收来自第三巴伦输出的差分信号。所述晶体管T1、T2基极还分别通过传输线TL7、TL6接收偏置电压Vb_RF。晶体管T1、T2发射级相连后依次连接传输线TL5、电阻R1后接地。晶体管T1集电极依次通过传输线TL12、TL10连接到电源VCC，晶体管T2集电极依次通过传输线TL13、TL11连接到电源VCC。TL10、TL11、TL12、TL13组成了与差分射频输入对管集电极连接的负载匹配电路。

低噪声混频器的本振开关级还包括由晶体管T3、T4、T5、T6组成的本振开关阵列，晶体管T3、T4发射极相连后并通过传输线TL17、TL16、电阻R2连接到地；晶体管T5、T6发射极相连后并通过传输线TL18、TL16、电阻R2连接到地；晶体管T3、T6基极相连接后连接到本振信号输入端，接收本振信号，晶体管T4、T5基极相连接后连接到本振信号输入端，接收本振信号。晶体管T3、T5集电极相连后连接到中频信号输出端口，T4、T6集电极相连后连接到中频信号输出端口。晶体管T3、T5集电极通过第一RC并联电路连接到电源VCC，晶体管T4、T6集电极通过第二RC并联电路连接到电源VCC。所述第一RC并联电路包括电阻R3、电容C5；所述第二RC并联电路包括电阻R4、电容C6。

晶体管T3、T4发射极相连后依次通过传输线TL14、隔直电容C3、传输线TL12连接到晶体管T1集电极；晶体管T5、T6相连后依次通过传输线TL15、隔直电容C4、传输线TL13连接到晶体管T2集电极。即射频差分输入对管集电极输出接隔直电容C1、C2后再由TL10、TL11匹配到本振开关阵列。

传输线TL5、TL6、TL7、TL17、TL18皆为λ/4长度的传输线。

天线接收的射频信号由第三巴伦分成差分信号。此差分信号进入低噪声混频器。此混频器相比较传统的Gilbert结构，其射频差分输入对管从本振开关阵列中分离出来。具备有以下几个优点：（1）射频差分输入对管的电流可以根据其本身的噪声和线性度单独优化，并且其电流还需保证增益在温度变化时保持平稳；（2）本振开关阵列可以采用更低的电流从而减少由开关阵列引入的1/f噪声；（3）射频差分输入对管经过优化后使用电流20mA，本振开关阵列经过优化后使用5mA电流；（4）采用射频输入级和开关级分离的改良Gilbert结构，可以针对线性度、噪声、温度稳定度对射频输入级和开关级分别进行优化：射频输入对管工作电流的是根据噪声和线性度两个指标进行优化，电流选取值大概是晶体管最大特征频率f_T电流的60%；为了减少1/f噪声，开关级选取小的电流约为晶体管最大特征频率f_T电流的10%；（5）传输线网络TL10、TL11、TL12、TL13、T14、T15匹配连接了射频输入级和开关级，提高了整个混频器的增益、线性度和噪声系数。

实施例4

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，本振信号倍频模块中的倍频器采用一种提取其发射极和集电极上的电压做倍频信号的差分对管结构，如图4所示。

倍频器包括晶体管T7、T8组成的第一级差分对管，晶体管T7、T8基极连接本振信号输入端，接收38.25GHz的信号。晶体管T7、T8基极还分别通过传输线TL3、TL2连接到偏置电压输入端，接收偏置电压Vb1。所述晶体管T7、T8发射极相连并通过传输线TL19、电阻R5连接到地。晶体管T7、T8集电极连接有谐振负载电路，谐振负载电路包括传输线TL22、TL24、TL25、TL23和电容Cc，传输线TL22、TL24、TL25、TL23依次连接，电容Cc的一端连接在传输线TL22与TL24之间，另一端连接在传输线TL23、TL25之间。传输线TL22、TL23分别与晶体管T7、T8集电极连接。传输线TL6、TL7的公共端通过传输线TL26连接到电源VCC。

所述晶体管T7、T8构成的差分对通过匹配电路，将本振信号发送给缓冲放大级。

倍频器的缓冲放大级包括晶体管T9、T10组成的第二级差分对,晶体管T9、T10组成的差分对管构成共基态组。晶体管T9、T10的发射极通过匹配电路与晶体管T7、T8构成的差分对连接。晶体管T9、T10发射极分别通过传输线TL33、TL34相连后再通过传输线TL32、电阻R6连接到地。晶体管T9集电极通过传输线TL35、TL37连接到电源VCC；晶体管T10集电极通过传输线TL36、TL38连接到电源VCC。晶体管T9、T10集电极还分别通过传输线TL35、TL36连接到本振信号输出端口，输出经过倍频的本振信号。晶体管T9、T10基极相连后接收偏置电压Vb2。

所述匹配电路包括传输线TL27、TL28、TL29、TL30、TL31，其中，传输线TL27、TL29、TL30依次连接，所述传输线TL29的两端分别连接有传输线TL28、TL31的一端，传输线TL28、TL31的另一端分别连接到晶体管T9、T10发射极。传输线TL30的一端连接到晶体管T7、T8发射极之间的公共端。传输线TL27的一端连接到与晶体管T7、T8集电极连接的谐振负载电路中传输线TL24、TL25的公共端。传输线TL20、TL21为λ/4长度的传输线。

此时，晶体管T7、T8集电极之间的公共点A和晶体管T7、T8发射极之间的公共点B产生的差分信号是本振信号输入端输入的本振信号频率的二倍。通过匹配电路将二倍频率的本振信号传输给下一级进行缓冲放大以便输出信号驱动后级功率放大器。传输线TL191长度为λ/2在77.5GHz，确保正负信号路180度相移。缓冲放大级有晶体管T9、T10差分对构成共基组态，其发射级接收匹配网络传输来的77.5GHz信号，并接TL194、TL195、TL196和电阻R2到地，晶体管T9、T10集电极连接TL35、TL36、TL37、TL28也构成了负载和匹配电路，向后级功率放大器输出驱动信号。经优化后，倍频器第一级差分对管使用10mA电流，第二级差分对管使用10mA电流，倍频器共消耗限流20mA。

实施例5

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，在本振信号倍频模块中，功率放大器将倍频后的信号进行功率放大，功率放大器采用一种分离变形的cascode形式，如图5所示。

功率放大器包括晶体管T11、T12构成的共射级差分对，晶体管T11、T12基极连接本振信号输入端，接收78.5GHz的本振信号。晶体管T11、T12基极还分别通过传输线TL41、TL40接收偏置电压Vb2。晶体管T11、T12发射极相连后通过传输线TL39、电阻R7连接到地。晶体管T11集电极通过传输线TL42、TL44连接到电源VCC；晶体管T12集电极通过传输线TL43、TL45连接到电源VCC。

功率放大器还包括晶体管T13、T14构成的共基极差分对，晶体管T13、T14分别通过传输线TL49、TL50相连后再通过传输线TL48、电阻R8连接到地。晶体管T13、T14基极相连并接收偏置电压Vb2。晶体管T13集电极通过传输线TL51、TL53连接到电源VCC；晶体管T14集电极通过传输线TL52、TL54连接到电源VCC。晶体管T13、T14还分别通过传输线TL51、TL52输出经过功率放大的本振信号。

共射级差分对通过匹配电路将信号传输给下一级共基极差分对进行放大。功率放大器的匹配电路包括传输线TL46、TL47；晶体管T11集电极同过传输线TL42、TL46连接到晶体管T13发射极；晶体管T12集电极同过传输线TL43、TL47连接到晶体管T14发射极。共基极差分对通过连接传输线TL51、TL52、TL53、TL54构成负载和匹配电路，向后级输出本振信号。

这种功率放大器结构，共射级和共基级通过交流耦合完成信号放大，因此共基级能有更多的电压裕度，实现更高的功率输出。经优化后，共射级差分对使用10mA电流，共基极差分对使用20mA电流，功率放大器共消耗限30mA。

实施例6

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，功分模块采用wilkinson结构的功分器，将倍频放大后的本振信号分成四路送至射频信号接收模块的4个通道。

如图6所示，功分器所有传输线取值*50Ω，所有电阻取值50欧姆。所述功分器包括第一级功分电路和与两个第二级功分电路。

所述第一级功分电路连接本振信号输入端，第二级功分器连接本振信号输出端。TL55、TL56、R9、R10组成第一级功分电路，TL57、TL58、R11、R12和TL59、TL60、R13、R14分别组成两个第二级功分电路，产生4路输出，每路输出信号比原信号小12dB。

功分器产生的四路本振信号分别通过第四巴伦转换为差分信号，再由第二缓冲放大器驱动低噪声混频器的Gilbert开关单元，其中第四巴伦的结构与实施例2所述的第三巴伦结构相同。第二缓冲放大器与实施例5所述功率放大器结构相同。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本发明的保护范围之内。