基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法及系统与流程

1.本发明属于电磁勘探信号处理技术领域，尤其涉及一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法及系统。


背景技术：

2.广域电磁法工作时仅测量一个分量，发射多频伪随机信号，采用精确的表达式计算视电阻率，具有工作效率高、勘探深度大、观测范围广等特点，已经在油气、矿产及地质灾害勘探中得到了广泛应用。
3.在广域电磁法实际勘探中，尤其在干扰较强地区，计算得到的视电阻率曲线高频(尤其是2048hz以上的频率)成分会出现上翘现象，与浅层真实电阻率存在一定差异。产生上翘现象主要有两方面原因：一是噪声较大时，如果采用较短时段进行截断并计算频谱，噪声得不到压制，此时频谱能量主要来自噪声，再基于此计算视电阻率，则很容易获得高频上翘畸变的曲线；另一方面，电磁法发送设备的建场信号的频率通常通过晶振时钟频率分频获得，对于接收设备而言，ad采样率的准确性完全取决于晶振频率的精度。晶振的频率参数、频率误差和温度频差是晶振非常重要且客观存在的三个参数。晶振的频率误差和温度频差会影响计数分频后输出信号的频率准确性，同时还会形成累积误差。晶振累计误差的存在，使得信号在长时间采集时，高频部分的能量会发生溢散，甚至主要能量位置对应频率会发生位移，此时采用长时段进行截断并计算频谱，无法获得多次叠加的高信噪比信号。
4.在实际应用中，为了避免上翘部分频率对后续反演的影响，经常将此部分认定为噪声，剔除上翘部分频率再进行后续处理与地球物理反演。如此以来，浅层分辨率会受到较大影响，尤其是针对浅层勘探任务时，将直接影响勘探的分辨率和最终解释。


技术实现要素：

5.为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法。根据发射信号时间和接收信号时间获取延迟时间，并估计每秒晶振延迟，从而对接收信号进行校正和重构，能够消除晶振误差，准确获得信号中的高频成分。
6.为实现上述目的，本发明的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
7.一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法，包括以下步骤：
8.获取发射电流频率、发射电流时间序列、接收信号时间序列，以及采样频率；
9.根据发射电流时间序列和接收信号时间序列，结合发射电流频率，选定校正频率，计算采样时长内总的相位延迟度数，进而得到每秒晶振的延迟时间；
10.根据每秒晶振的延迟时间，对接收的信号进行补偿；
11.对补偿后的信号按照原采样点个数进行重采样，得到校正后的信号；
12.根据校正后的信号重构时域信号，获得信号的真实频谱。
13.进一步地，针对单频信号，校正频率选择该发射频率；针对多频信号，校正频率选择最高或次高发射频率。
14.进一步地，采样时长内总的相位延迟度数计算方法为：基于傅里叶正变换，计算校正频率所述采样时长内后一主周期和前一主周期之间的相位延迟度数，累加得到总的相位延迟度数，其中主周期为信号中最低发射频率的倒数。
15.进一步地，每秒晶振的延迟时间计算公式为：
[0016][0017]
其中,t为信号的采样时长，fa为校正频率，为采样时长t校正频率fa总的相位延迟度数。
[0018]
进一步地，对接收的信号进行补偿包括：
[0019]
根据每秒晶振的延迟时间，计算补偿所需的预计补零个数；
[0020]
根据所述预计补零个数，确定多个可能补零个数，根据所述多个可能补零个数对应的信号补偿结果，获取最优补零个数；
[0021]
根据所述最优补零个数，对接收的信号进行补零。
[0022]
进一步地，所需的预计补零个数的计算方法为：
[0023]
n＝[t
shift
*t*fs]
[0024]
其中，t为信号的采样时长，t
shift
为每秒晶振的延迟时间，fs为采样频率，[
·
]为取整符号。
[0025]
进一步地，对补偿后的信号按照原采样点个数进行重采样，得到校正后的信号。
[0026]
具体地，所述重采样方法具体为：假设信号总采样点数为n，补零个数为n。则补零后的信号总长度变为n+n，将n+n个采样数以采样频率进行重采样，具体方式为将n+n个信号长度，插值成n个采样点数。
[0027]
进一步地，获取最优补零个数包括：
[0028]
根据所述信号以不同补零个数补偿后在频率域的频率特征，确定最优补零个数；
[0029]
首先获得不同补零个数补偿并重采样后的信号，通过离散傅里叶变换该转换为对应的离散频率域信号；
[0030]
计算校正频率及其左右两侧多个频率所在索引位置对应的能量幅值，并计算不同补零个数情况下，校正频率所在索引位置对应的能量幅值占比；
[0031]
能量幅值占比最大时对应补零个数即最优补零个数。
[0032]
进一步地，能量幅值占比计算方法为：
[0033][0034]
其中，rn为补零个数为n时对应的能量幅值占比系数，f(m)为校正频率对应的能量幅值，m为校正频率fa对应的索引位置，m-i至m+i为相邻多个频率对应的索引位置，f(k)为相邻频率对应的能量幅值。
[0035]
一个或多个实施例提供了一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取系统，包括：
[0036]
信号参数获取模块，用于获取发射电流频率、发射电流时间序列、接收信号时间序列，以及采样频率；
[0037]
晶振误差获取模块，用于根据发射电流时间序列和接收信号时间序列；结合所述发射电流频率，选定校正频率，计算采样时长内校正频率总的相位延迟度数，进而得到每秒晶振的延迟时间；
[0038]
信号补偿模块，用于根据每秒晶振的延迟时间，对接收的信号进行补偿；
[0039]
信号校正模块，用于对补偿后的信号按照原采样点个数进行重采样，得到校正后的信号；
[0040]
信号重构模块，用于根据校正后的信号重构时域信号，获得信号的真实频谱。
[0041]
一个或多个实施例提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现所述基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法。
[0042]
一个或多个实施例提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现所述基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法。
[0043]
以上一个或多个技术方案具有以下有益效果：
[0044]
本发明提出了一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法，首先记录完整发射电流序列，根据发射信号时间和接收信号时间，选定校正频率计算相位延迟，并据此估计晶振误差，根据晶振误差对接收信号进行校正与重构，进而得到真实频谱，保留了真实有效的高频数据信息。与传统从去噪的角度考虑的数据处理方法不同，本发明着力于信号的真实有效提取，通过对接收信号进行校正，还原真实的频谱，提高了数据处理的可靠性。
[0045]
通过记录完整时间序列的发射电流，获得晶振实际累计误差，根据实际误差对接收端数据进行补零、重采样、时间信号重构等算法，将晶振误差带来的误差进行消除，能够获得校正后的无延迟时间域信号；然后直接对完整时间长度的信号进行傅里叶变换即可获取高频对应频谱，并进一步获得不存在高频上翘畸变的归一化电场或对应视电阻率。
附图说明
[0046]
构成本技术的一部分的说明书附图用来提供对本技术的进一步理解，本技术的示意性实施例及其说明用于解释本技术，并不构成对本技术的不当限定。
[0047]
图1为本发明一个或多个实施例中基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法流程图；
[0048]
图2为某地区广域视电阻率曲线(方框部分为典型高频上翘现象)；
[0049]
图3为校正前广域电磁7-0频组发射电流中不同频率对应系数(复平面)；
[0050]
图4为校正前发射电流实测数据伪随机信号主频每1秒相位延迟结果；
[0051]
图5为评估校正频率能量泄漏的频点示意图；
[0052]
图6为不同补零数目下校正频率的能量占比曲线示意图；
[0053]
图7为基于重采样的信号校正前后示例图；
[0054]
图8为校正后广域电磁7-0频组发射电流中不同频率对应系数(复平面)；
[0055]
图9为校正后发射电流实测数据伪随机信号主频每1秒相位延迟结果；
[0056]
图10为校正前后广域电磁7-0频组接收信号1024s数据各频点频谱；
[0057]
图11为校正前后广域电磁7-0频组接收信号1024s数据4096hz附近频谱；
[0058]
图12为校正前实测数据不同时间长度分段平均及处理后归一化电场对比图；
[0059]
图13为校正后实测数据不同时间长度分段平均及处理后归一化电场对比图；
[0060]
图14为处理结果归一化电场对比图。
具体实施方式
[0061]
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本技术提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本技术所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0062]
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本技术的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0063]
在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
[0064]
实施例一
[0065]
本实施例公开了一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取方法，如图1所示，包括以下步骤：
[0066]
步骤1：获取发射电流频率、发射电流时间序列、接收信号时间序列，以及采样频率。
[0067]
步骤2：根据发射电流时间序列和接收信号时间序列，结合所述发射电流频率，选定校正频率，确定采样时长内总的相位延迟度数，计算得到每秒晶振的延迟时间，进而获得归一化的晶振误差情况。
[0068]
具体地，针对单频信号，校正频率选择该发射频率；针对多频信号，由于高频对应相位更敏感，校正频率选择最高或次高发射频率。
[0069]
采样时长总的相位延迟度数计算方法为：基于傅里叶正变换，计算所述采样时长内后一主周期和前一主周期之间的校正频率对应相位延迟读数，累加得到总的相位延迟度数，主周期为信号中最低发射频率的倒数。针对单频信号，校正频率选择该发射频率；针对多频信号，由于高频对应相位更敏感，校正频率选择最高或次高发射频率；
[0070]
每秒晶振的延迟时间计算公式为：
[0071][0072]
其中,t为信号的采样时长，fa为校正频率，为采样时长为t校正频率fa总的相位延迟度数，。
[0073]
步骤3：根据每秒晶振的延迟时间，对接收的信号进行补偿。
[0074]
所述步骤3具体包括：
[0075]
步骤3.1：根据每秒晶振的延迟时间，计算采样时长t补偿所需的预计补零个数；具体地，补零个数的计算公式为：
[0076]
n＝[t
shift
*t*fs]
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0077]
其中，t为信号的采样时长，t
shift
为每秒晶振的延迟时间，fs为采样频率，[
·
]为取整符号，n为根据晶振延迟情况计算获得的预计补零个数。
[0078]
由于硬件工艺的差异，不同仪器的晶振误差并不相同，且我们是以晶振每秒的平均延迟进行校正，因此，在校正时需要加入动态改变量，计算不同补零个数情况下对应的校正结果，对采集信号进行恢复。
[0079]
步骤3.2：对补偿后的信号按照原采样点个数进行重采样，得到校正后的信号。
[0080]
具体地，所述重采样方法具体为：假设信号总采样点数为n，补零个数为n。则补零后的信号总长度变为n+n，将n+n个采样数以采样频率进行重采样，具体方式为将n+n个信号长度，插值成n个采样点数。
[0081]
步骤3.3：根据所述预计补零个数，确定多个可能补零个数，根据所述多个可能补零个数对应的信号补偿结果，获取最优补零个数；具体包括：
[0082]
步骤3.3.1：根据所述预计补零个数，确定多个可能补零个数。其中，多个可能补零个数可以根据实际情况设定，以预计补零个数n为参考，将n周围几个数值作为可能补零个数，本实施例中，取[n-5:n+5]，共11个可能补零个数。
[0083]
步骤3.3.2：对于每个可能补零个数，根据步骤3.2对补零后信号进行重采样校正，通过离散傅里叶变换重采样校正后的时间序列信号，转换为其对应的离散频率域信号。
[0084][0085]
其中,f[l]为离散的时间域信号，n为时域离散信号的总长度，l为信号在时间域的索引位置，f[k]为离散的频率域信号，k为信号在频率域的索引位置。
[0086]
计算在该补零个数时校正频率fa及其左右两侧各i个频率，共计2i+1个频率的能量幅值，用校正频率的能量幅值除以2i+1个频率能量幅值平方和开根号后的结果，计算其在相邻频域的能量占比，能量占比最大时的补零个数即为准确补零个数。其中，i可以根据实际需求设定，本实施例中，i＝5，计算校正频率fa及其左右两侧各5个频率的能量幅值，在频率域能量占比计算公式为：
[0087][0088]
其中，rn为补零个数为n时对应的能量幅值占比系数f(m)为校正频率在频率域对应的能量幅值，m为校正频率fa对应的索引位置，m-i至m+i为相邻多个频率对应的索引位置，f(k)为相邻频率对应的能量幅值。
[0089]
步骤3.4：根据所述最优补零个数，对接收的信号进行补偿，并按照步骤3.2进行重采样校正。
[0090]
步骤5：根据校正后的信号重构时域信号，获得信号的真实频谱。
[0091]
具体地，信号的重构方法为：通过傅里叶正变换获得各段对应频谱，确定各频率的频率系数，即获得完整的频谱，其中包括可靠的高频信号。
[0092]
得到真实频谱后，即可进一步计算获得归一化电场或视电阻率，以便后续进行反演工作。
[0093]
作为一个示例，以某地广域电磁7-0频组(含有7个发射频率，128hz、256hz、512hz、1024hz、2048hz、4096hz、8192hz)发射电流勘探的观测数据为例。信号采集时间为1024s，选定次高频4096hz为校正频率，如图2所示，高频部分存在明显上翘。
[0094]
根据公式(1)，计算得到每秒晶振的延迟时间为：
[0095][0096]
如图3所示，经计算1024s发射电流数据4096hz相位共计延迟约16785.5度，平均每1秒相位延迟16.39度左右，见图4。
[0097]
根据每秒晶振的延迟时间，进一步计算补零个数为：
[0098]
n＝1.111657656540937*10-5
*1024*64000＝729(个)
[0099]
根据公式(3)计算得到不同补零个数(724～734)下，4096hz在其相邻频域的能量占比，见图6。当补零个数为728时，4096hz能量占比最大，判断在对该信号进行728个补零的时候能量泄漏最小，故采用该补零个数对接收信号数据校正，再进行后续处理，并获取准确的幅值及相位信息。
[0100]
信号数据总采样点数为1024*64000＝65536000，以补零个数728对信号进行补偿，则补零后的信号总长度变为65536728，将补零后的65536728个信号长度，插值成65536000个采样点数，插值方式见图7。
[0101]
采用上述方法，对发射电流及接收信号数据进行校正。图8给出校正后广域电磁7-0频组发射电流中不同频率对应系数，图9给出校正后发射电流实测数据伪随机信号主频每1秒相位延迟结果，与图3、图4校正前相比，相位差均被校正到零附近，相位延迟问题得到解决。同时我们也能够发现，频率越高的频率相位越敏感，所以4096hz校正后的相位差存在一定波动，这是因为晶振的延迟并不是固定的。而在校正过程中，我们是以晶振每秒的平均延迟进行校正，因此存在一定的晶振延迟波动。
[0102]
图10给出校正前(a)后(b)广域电磁7-0频组接收信号1024s数据各频点频谱，图11给出为校正前(a)后(b)广域电磁7-0频组接收信号1024s数据4096hz位置局部放大频谱。能够清楚发现校正后的信号在4096hz对应频谱更加集中，且准确对应4096hz,校正后的幅值明显变大，这是因为校正后的能量溢散现象大大减弱，能量均校正至实际频率位置。
[0103]
图12给出校正前实测数据不同截断时间分段归一化电场对比图。采用不同截断时间，高频部分均存在明显的上翘；采用较长截断时间时，由于频率位移及能量溢散，明显脱离实际。
[0104]
图13给出校正后实测数据不同截断时间分段归一化电场对比图。采用较短截断时，高频部分依然存在明显的上翘，但是随着截断时间的不断增加，处理后归一化电场更加稳定，并没有随着截断时间长度的增加而快速变小或者出现锯齿，尤其是当截断长度大于16s时，所有的处理结果都非常接近，因此当数据校正后，截断长度大于16s时即可获得可靠的高频数据。
[0105]
实施例二
[0106]
本实施例的目的是提供一种基于时域信号重构的广域电磁法高频信息提取系统。所述系统包括：
[0107]
信号参数获取模块，用于获取发射电流频率、发射电流时间序列、接收信号时间序
列，以及采样频率；
[0108]
晶振误差获取模块，用于根据发射电流时间序列和接收信号时间序列，；结合所述发射电流频率，选定校正频率，计算采样时长内总的相位延迟度数，进而得到每秒晶振的延迟时间；
[0109]
信号补偿模块，用于根据每秒晶振的延迟时间，对接收的信号进行补偿；
[0110]
信号校正模块，用于对补偿后的信号按照原采样点个数进行重采样，得到校正后的信号；
[0111]
信号重构模块，用于根据校正后的信号重构时域信号，获得信号的真实频谱。
[0112]
实施例三
[0113]
本实施例的目的是提供一种电子设备。
[0114]
一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现如权利要求一中所述的方法。
[0115]
实施例四
[0116]
本实施例的目的是提供一种计算机可读存储介质。
[0117]
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现如权利要求一中所述的方法。
[0118]
以上实施例二至四中涉及的各步骤与方法实施例一相对应，具体实施方式可参见实施例一的相关说明部分。术语“计算机可读存储介质”应该理解为包括一个或多个指令集的单个介质或多个介质；还应当被理解为包括任何介质，所述任何介质能够存储、编码或承载用于由处理器执行的指令集并使处理器执行本发明中的任一方法。
[0119]
本领域技术人员应该明白，上述本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算机装置来实现，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。本发明不限制于任何特定的硬件和软件的结合。
[0120]
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。