专利名称：质量流量计变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及质量流量计变换器，更具体地涉及一种适用于诸如直管型科氏流量计(straight tube type coriolis flowmeter)之类检测灵敏度低的质量流量计的变换器，同时该变换器可在高灵敏度下没有因操作电路漂移引起过渡时间变化的情况下以时间差形式测量作用于科氏流量计的流量管上的科氏力，该科氏力正比于质量流量。
科氏流量计是众所周知，基于如下事实的质量流量计当流体流入其两端支承在支承部件的一条流量(测量)管，而所述管其中央部位受垂直其轴向方向上交变振荡驱动时，在流量管的两个相对的对称位置之间产生相位差，而且所述相位差正比于质量流量。实际上，在两端支承在支承部件的流量管的中央设置由一驱动电路激励的驱动线圈，而在流量管的中部与两端之间的对称地相对位置上设置有两个检测线圈。由科氏力作用所产生的与质量流量成比例的相位差信号被检测并从该相位差值确定质量流量。若假设驱动振荡频率是恒定的，则由流量管在对称位置通过一条标准线(standard line)时获得的时间差信号可检测相位差信号。
当两端为支承装置所支承的流量管在中部受到垂直其轴向方向上的交变自然振荡的驱动时，则在一个小驱动能量下获得对应于流量管尺寸和材料以及可测流体密度的恒定的驱动频率，因此，可确定对应于该驱动频率的流体密度。为此，通常采用以流量管的固有振荡频率去驱动流量管。
用于以固有振荡频率驱动流量管的电路是一个通过将从一个检测线圈输出的正弦波信号输入到一驱动电路而将输入信号控制在一恒定电平的正反馈电路。
通过如此结构的科氏质量流量计对质量流量的精确测量取决于对时间差信号的稳定与精确的测量。时间差是通过对该段时差期间规定频率的时钟脉冲进行计数测得的。在有其直管的高刚度的直管型科氏流量计情况下，由科氏力作用产生的相位差信号很小，因此，与相位差信号成比例的时差信号的时差值也小。这样小的时差可能必需利用100MHz和类似量级的时钟脉冲发生器以在该科氏质量流量计中作进一步测量的这种精度才能检测到，而使用这种发生器是昂贵的。为高精度地稳定测量小的时差值，还有一个涉及时差检测电路本身的稳定性问题，例如，该电路出现零点漂移便可降低检测精度。此外，科氏流量计本身可受由于温度变化引起可测流体的膨胀的影响。
本发明的一个主要目的是提供一种质量流量计的变换器，借此在流量管支点周围受到以恒定频率交流驱动。该流量管上作用的科氏力是作为在相对对称位置上检测到的成对位移信号之间的时间差ΔT加以检测的，以确定与时间差ΔT成比例的质量流量，其中检测线圈输出具有恒定幅度不同相位的各个正弦波信号，其中之一个信号被变换成一个梯形电压波信号，该电压波信号在相对于参考时间轴的正和负方向上有相等的高度并有时间T的斜率，而另一信号被转换成具有比例于科氏力的时间差ΔT的梯形波信号；根据这两种各自梯形波信号分别选择有规定波高值的(T＋ΔT)和(T－ΔT)脉冲并将脉宽值等于从各自梯形波信号中得到的超前时间(T＋ΔT)和滞后时间(T－ΔT)的特定脉冲确定为输入脉冲；同时地将N个(T＋ΔT)脉冲和N个脉冲(T－ΔT)取样送入相同时间常数的各自积分器；充电之后的各自电荷利用基准电源被放电并测量零-交叉电压的时间差，检测放大了2N倍的时间差信号，从而即使在存在一些流量变化时也能获得精确灵敏度的质量流量。
本发明另一目的是提供一种质量流量计变换器，借此在通常测量时，将各按N个的(T＋ΔT)脉冲和(T－ΔT)脉冲输入有相同时间常数用于充电和放电的积分器，而在测试时，将(T＋ΔT)脉冲和(T－ΔT)脉冲转换地输入不同侧的积分器，然后检测各个2NΔT之间产生的时间偏差ΔT并加以存储，而当出现时间偏差时，该时间偏差由所储存的时间偏移值加以校正，从而可输出一个供长期使用的稳定的质量流量测量信号。
本发明另一目的是提供一种能通过对N个(T＋ΔT)脉冲和N个(T－ΔT)脉冲进行充电和放电而高精度地测量时间差ΔT的质量流量计变换器，其特点是时间测量误差小，这归因于用于对每N个(T＋ΔT)和(T－ΔT)脉冲的充电的充放电电路的漂移可通过每个充放电周期如此转换这些充放电电路以使N个(T＋ΔT)脉冲和N个(T－ΔT)脉冲能在每一周期进入不同的电路来加以补偿，从而能在一个长的使用期内进行稳定和精确的时间差测量。
本发明的又一目的是提供供科氏流量计使用的质量流量计变换器，该科氏流量计有支承在至少两点的流量管，当流量管受到以围绕支承点的规定固有振荡频率驱动时，以相位差(phase difference)形式检测作用在流量管上的科氏力，并测量对应于测得相位差的时间差，其特征在于，由于固有频率可随流体密度和流量管尺寸不同而变并产生与该固有频率的倒数(reciprocal)成比例的零点漂移，检测该固有频率，计算对该时间差检测到的固有频率的倒数(reciprocalnumber)，则将测得的时间差补偿对固有频率算出的零点漂移，以得到检测各种流体的质量流量的高精度。
本发明的另一目的是提供一种具有简单结构和高精度的质量流量计变换器，其中一个积分器被N个有给定峰值的(T＋ΔT)脉冲充电，然后该充电电压被有不同峰值和不同极性的N个(T－ΔT)脉冲放电，从而将N个充电脉冲减去N个放电脉冲，以获得一个对应于2NΔT的模拟电压，由此计算出质量流率。
本发明的另一目的是提供一种供双直管型的科氏流量计用的质量流量计变换器，该科氏流量计包括允许可测流体流过的内流量管，一个基本为刚性直管，同心地围绕内流量管和支承在内流量管两端的配重(counter balance)以及一个用于使支承在两端的双直管发生振荡的驱动装置，借此在接近支(承)点的相对位置上测量与相位差成比例的质量流量，确定对应于固有频率的密度，然后对获得的质量流量与算出的密度作测量流量管的温度和配重温度方面的校正，从而使该质量流量计能在宽广的温度范围内以高精度地测量质量流量。
图1是用于说明一个传统质量流量计的结构的方块图。
图2是用于解释用科氏流量计测量时间差的一个实例的视图。
图3是用于测定时差ΔT的一种传统质量流量计变换器的方块图。
图4是用于说明按本发明一个质量流量计变换器的实施例的电路图。
图5是用于说明图4所示质量流量计变换器的时序图。
图6是用于说明本发明另一实施例的质量流量计变换器的电路图。
图7A和7B是用于说明图6所示质量流量计变换器的电路操作的输出电压特性曲线图。
图8表示时差ΔT与质量流量QM之间的关系。
图9描绘出几种实验结果，用以说明自然振荡与时差的漂移值之间的一种关系。
图10是用于说明本发明另一实施例的质量流量计变换器的一个电路图。
图11是用于说明本发明另一实施例的质量流量计变换器的一个电路图。
图12是用于说明图11所示质量流量计变换器的工作的脉冲串的时序图。
图13是表示图12所示时序图中从t1至t2的时段以及从t2至t3时段期间的充-放电电压的电压-时间特性曲线。
图14表示一个本发明质量流量计变换器的实施例的结构。
图15是用于说明本发明另一实施例的质量流量计变换器的电路图。
图16是表示对图15所示质量流量计变换器进行转换的一个示范性时序图。
在一个科氏流量计中包括两端固定在支撑件的流量管带有置于其中心的驱动装置和对称地安置在流量测量管上驱动装置相对两侧的检测线圈，其内所用的一个质量流量计变换器有一个电路——当流过管子的流体以某一给定幅度的恒定频率，例如由驱动装置给定的固有频率振荡时，该电路便接收来自检测线圈的检测信号，检测与科氏力成比例的相位差信号并输出质量流量检测信号。
图1是一个用于说明一种传统质量流量计变换器结构的方块图，其中一个驱动部分置于其内流过可测流体的流量管(未示出)和外壳(未示出)的中部。该驱动部分，例如，包括驱动线圈102，接收来自驱动线圈102的磁力的芯体(未示出)。检测线圈103和104各由检测线圈和电磁铁(未示出)组成并对称地设置在流量管当中并位于流量管上所述驱动部分和外壳的支承壁之间的对称位置。
驱动线圈102被连接到驱动电路101的输出端，电路101的输入端被连接到一个由检测线圈103检测的正弦波信号并经由一全波整流电路整流后的直流(DC)信号。由检测线圈103，全波整流电路106组成的正反馈电路，驱动电路101和驱动线圈102构成一个正弦波振荡电路，用以产生流量管102的固有频率。检测线圈在P点上输出检测信号并将该信号传送到全波整流电路106，电路106又将该接收到的检测信号转换成DC电压。驱动电路102将DC电压值同一基准电压值作比较并控制检测线圈，以在P点得到恒定的正弦波信号。这样，从检测线圈103和104输出的正弦波信号就是速度信号，因而被输入相位检测电路104，在其内它们被积分并转换成位置信号。结果，检测线圈104测得的电压变成一个恒定幅度的正弦波信号它相对于检测线圈103的正弦波信号有一与科氏力成比例的相位差。该相位差经相位检测电路105检测并变换成时间差和传送到CPU(中央处理单元)，CPU又将时差信号转换成质量流量信号并将其输出。下面将参照图2描述相位检测电路105的工作情况。
图2是表示由一科氏流量计测量时间差的一个实例。在图2(a)中，该图示出一梯形波信号，对水平轴标以时间和垂直轴标以电压，该信号通过对流量管上某检测位置所检测到的具有相位差，恒定幅度下的一个等幅正弦信号进行放大和整形而获得的。梯形ABCD…和梯形A1B1C1D1…是流量管的位移信号——它们由相对于时间轴X-X在正和负方向(±E)上有相同绝对峰值而相位不同的电压表示。这些位移信号在时间轴上是相同的连续梯形波。用于给定相位差的参考时间，例如，是梯形波ABCD的斜边CD的峰值C(+E)或D(-E)与所述边与时间轴相交点0之间的时间T。假如梯形ABCD和A1B1C1D1的位移信号在相位上彼此不同，则就斜边CD和C1D1而言的相位差信号将描述如下方形CC1DD1是一个平行四边形而平行边CD和C1D1之间的时间差ΔT是一个相位差信号。边CC1和DD1的长度等于时间轴OO1段的长度。当从点C1和D1到时间轴的投影点分别由O2和O3表示时，边O2O便表示时间(T－ΔT)和边OO3表示(T+ΔT)。
时间(T－ΔT)是由图2-(c)的脉冲表示，而时间(T＋ΔT)是由图2-(d)的脉冲表示。CPU108如下确定时间差ΔT由于时长2M是对应于图2-(b)中所示梯形波一个周期的脉宽时间M的两倍，故为求平均值要在2M宽度内每个脉冲宽度的相加数相减，例如{4(T＋ΔT)－4(T－ΔT)}/8＝ΔT.....(1)图3是用于测定时间差ΔT的一种传统质量流量计变换器的方块图，其中计数器114以时钟脉冲发生器111所产生的时钟脉计数来量测脉冲(T＋ΔT)脉冲和(T－ΔT)的脉冲宽度(持续时间)值，并且CPU115由此计算与质量流量成比例的数字值并在接线端116输出。
在图3的传统质量流量计变换器中，与测量管的相位差成比例的时间是作为时钟脉冲计数的数字值来量测的。为确保质量流量测值的高度精确，必须以足够的分辨率去测量时间差，即，必须获得对流量测量的整个范围内与时间差成比例的足够的时钟脉冲计数。在有轴向对称弯曲的流量管的科氏流量计中，其中科氏力是在该弯曲测量管在垂直于对称轴方向上被交流振荡所驱动时围绕对称轴而产生的，故有可能通过增大围绕对称轴的转矩而以足够高的灵敏度来测量时间差，从而能通过对时钟脉冲的计数来测定时间差。在有高挠性刚度的测量管因而有高固有频率的直管型科氏流量计中，因科氏力作用所产生的时间差信号极小，因而应利用能产生例如高达100MHz振荡频率的时间脉冲振荡器来加以测量。可当今现有的时钟脉冲振荡器没有足够的可靠性和稳定性。实际上要以廉价成本获得一个高精度的时钟振荡器是相当困难的。
图4是根据本发明的质量流量计变换器(实施例1)的电路方块图。在图4的质量流量计变换器电路中，有脉宽为时间(T＋ΔT)和恒定电压值(-E)的负越前脉冲(T＋ΔT)(此后称为(T＋ΔT)脉冲)进入输入端1，输入端1连到要由开关SW1打开和关断的接点7，由输入电阻R1和反馈电容C1组成的充电/放电电路以及此后的一个由运算放大器12组成的积分器。一个脉宽为对间(T－ΔT)并有恒定电压值(-E)的负滞后脉冲(T－ΔT)(此后称为(T－ΔT)脉冲与(T＋ΔT)脉冲同步地进入输入端2，输入端2连接到要由开关SW1打开和关断的接点8，由输入电阻R2和反馈电容C2组成的充-放电电路以及一个由运算放大器13组成的积分器。
运算放大器12和13的反馈电容C1和C2配置有分别与其并联连接并分别可由开关SW4和SW5驱动的接点14和15。开关SW4和SW5仅仅在充电操作前接通以将电容C1和C2放电。运算放大器电路12和13分别配置有零交叉检测电路16和17，借此检测零交叉信号并将其送至CPU18。选择阻值与电容值彼此相等，即，R1＝R2和C1＝C2。另一方面，可由开关SW2驱动的接点9被串联连接在接点7和电阻R1之间，而可由开关SW3驱动的接点10被串联连接在接点8和电阻R2之间。用于产生正参考电压Es的参考电压源11被连接在接点9和10之间。
以下将参照图5描述上述质量流量计变换器的工作情况。
图5是用于说明图4所示质量流量计变换器的时序图。对于本例，在该时序图中的瞬时t1开始测量。先操作开关SW4和SW5以接通接点14和15(图5-(i)和(h))，从而使反馈电容器C1和C2放电。此后，开关SW1的高电平信号(图5-(c))同时闭合接点7和8持续从t1至t2一段时间，在此期间N个脉冲(T＋ΔT)(图5-(a))进入电阻R1，并同时N个脉冲(T－ΔT)(图5-(b))进入电阻R2。对于这段周期，开关SW2和SW3有低电平信号(图5-(d)和(e))以保持接点9和10断开(OFF)。
结果，R1-C1积分器接收N个脉冲(T＋ΔT)的输入并有一个沿线AB(图5-(f))与输入脉冲输入数成比例增大的输出电压。同时，R2-C2积分器接收N个脉冲(T－ΔT)的输入并具有一个沿线AD(图5-(f))与输入脉冲输入数成比例增大的输出电压。显然脉冲(T＋ΔT)的宽度大于脉冲(T－ΔT)，因而点B的电压大于点D的电压。接着在t2至t3时间周期内，开关SW1的低电平信号(图5-(c))使接点打开，该断开信号使开关SW2和SW3产生高电平输出信号(图5-(d)，(e))借此使接点9和10闭合，以将参考电压源11的正参考电压E3加到R1-C1积分器和R2-C2积分器。在t1至t2周期内累积的电荷被放泄。当成对电阻R1和R2相同(R1＝R2)以及成对电容相同(C1＝C2)时，R1-C1积分器和R2-C2积分器分别按照线路BC和线路DE放电(图5-(f))而且各放电线路与零电压线相交于各自零交叉点(时间位置E和D)。时间常数R1C1和R2C2是彼此相等的(R1C1＝R2C2)同时放电是通过参考电压源13的负参考电压Es，彼此并行的线路BC和DE以及彼此成比例的线路BD和EC进行的。线EC代表时间轴。零-交叉点C是由零-交叉检测器16作为零-交叉时间信号g1检测的，而零-交叉点E是由零-交叉检测器17作为零-交叉时间信号g2检测的。检测器16输出一个脉宽为g1的脉冲，而检测器17输出脉宽为g2的脉冲(图5-(g))。时间信号g1和g2之间的周期是时间差ΔT的2N倍的时差信号，这如下式表达N(T＋ΔT)－N(T－ΔT)＝2NΔT.....(2)零-交叉时间信号g1和g2被输入到CPU18，通过CPU18被转换成数字时钟信号再经进一步处理以形成与被测质量流量成比例的2N倍的时间差ΔT信号然后被输出。
对开关SW2，SW3，SW4和SW5的操作如下开关SW2的高电平信号(图5-(d))——由此作用使接点10在时间t2闭合，在时间g2通过放电线DE(图5-(g))的零-交叉信号g2被转换成低电平信号。同时，零-交叉信号g2使开关SW5产生高电平信号(图5-(h))并闭合接点15，以泄放(T－ΔT)脉冲侧积分器的电容器C2的电荷。开关SW5高电平信号因确定随后一个测量周期开始(图5-(h))的时间t3的开关SW1的高电平信号而变为低电平信号。同样，开关SW3的高电平信号(图5-(e))——借助该信号接点9在时间t2闭合，由放电线BC(图5-(g))的零-交叉信号g1转换为低电平信号。同时，零-交叉信号g1使开关SW4形成高电平信号(图5-(i))并闭合接点14，以泄放(T＋ΔT)脉冲侧积分器的电容C1的电荷。开关SW4的高电平信号由于确定随后一个测量周期开始时间t3的开关SW1的高电平信号(图5-(c))而变成低电平信号(图5-(i))。
如图5-(j)所示，从t1至t2的周期是同时充以N个脉冲(T＋ΔT)和N个脉冲(T－ΔT)的充电周期Tc，t2和t3之间的周期是一个准备周期TD，在此周期内，同时泄放电荷，确定(T＋ΔT)脉冲的零交叉时间g1和(T－ΔT)脉冲的零-交叉时间g2，测量2NΔT的时间差，在为接着发生的一个周期作准备的g2和t3之间的一个周期内，对积分电容器C1和C2放电。因此，一个测量循环是t1和t3之间起始于用N个(T＋ΔT)脉冲和N个(T－ΔT)脉冲充电并结束于为下一测量循环作准备的积分电容器C1和C2放电的一个周期。然后重复该测量周期。
在包括图4所示实施例1的质量流量计变换器中，选择了时间常数R1C1＝R2C2，但电阻R和电容C可受温度影响并可能在该长工作周期内发生变化。因此，时间常数的可能变化给时间差的测量值带来了误差。本发明另一实施例2涉及到一个用于检测由于时间数R1C1和R2C2的变化引起的时差偏差的检测电路。该实施例旨在就检测时差偏差而言实现对所测质量流量值的校正。
图6是实施本发明另一质量流量计变换器的电路图。在图6电路中，接点23被连接在施加(T＋ΔT)脉冲的线上的接点7和电阻R1之间。接点24连接在施加(T－ΔT)脉冲的线上的接点8和电阻R2之间。接点23和24由同输入端20连接的开关SW6的高-电平信号驱动。此外，反相器25同输入端20相连，而接点21和22是由开关SW6的低电平信号闭合的。反相器26与反相器25相连，接点24实际上由开关SW6的高电平信号驱动。
接点21一侧连接在接点23和7之间施加(T＋ΔT)脉冲线上而另一侧连接在接点24与电阻R2之间施加(T－ΔT)脉冲的线上。同样，接点22的一端连接在接点24和8之间施加(T－ΔT)脉冲线上而其另一端连接在接点23和电阻R1之间施加有(T＋ΔT)脉冲的线上。
在图6所示电路中，对测量时间差(质量流量)周期而言，接点23和24是因开关SW6的高电平信号而闭合。与图4的质量流量计变换器电路类似，检测的是与质量流量成比例的g2与g1之间的时间差(图5-(g))。
然而，在测试时间常数R1C1和R2C2是否随时效恶化而变化时，接点23和24是因开关SW6的低电平信号而打开并同时接点21和22闭合，从而使加到输入端1的N个(T＋ΔT)脉冲被传送到时间常数为R2C2的积分器以及加到输入端2的N个(T－ΔT)脉冲被传送至时间常数R1C1的积分器。质量流量测量出的时间差信号与测试过程中的时间差信号彼此加以比较。
图7A和7B是用于说明图6所示质量流量计变换器工作情况的输出电压特性。图7A表示在通常质量流量测量时该变换器电路的时间差输出电压特性和图7B表示测试时该变换电路的时间差输出电压特性。
在表示通常质量-流量测量时获得的时差信号的图7A中，加到输入端1的N个(T＋ΔT)脉冲是从周期开始时t1被输入时间常数为R1C1的积分器的，该积分器按线A1B1被充电直到与输入的脉冲N成比例的时间t2为止。与此同时，在同一周期加到输入端2的N个(T－ΔT)脉冲被输入到时间常数为R2C2的积分器，该积分器按线A1D1充电直至时间t2。开关SW1，SW2和SW3动作以使两积分器通过参考电压源11按各自线B1C1，D1E1放电，然后根据以下表达式E1XC1＝2N×ΔT＝ΔT1确定测量时间差值。
参考图7B，以下述方式获得测试时的时间差信号ΔT2通过输入端1的N个(T＋ΔT)脉冲被输入时间常数为R2C2的积分器，然后积分器输出按线A2-D2的充电电压，与此同时，通过输入端2的N个(T－ΔT)脉冲被输入时间常数为R1C1的积分器，该积分器输出按线A2B2的充电电压。
在随后的t2和g3之间的周期内，两积分器按照各自的线D2E2和B2C2通过参考电压源11放电并确定测量的时间差E3×C2＝2N×ΔT＝ΔT2。
在时间常数R1C1等于时间常数R2C2的情况下，若被测时间差ΔT1＝ΔT2则判定两个时间常数R1C1和R2C2都没有时效偏差(ageddeviation)。当时间常数R1C1-R2C2等于ΔTε时，则如下式所表示的被测时间误差ΔTε是作为双倍值检测的|ΔT1－ΔT2|＝2|ΔTε|.....(3)该被测时间差包括引起被测流量值的误差的偏差。CPU18测定该被测时间误差ΔTε并就计算得到的误差值来校正该测得的质量流量值。
如上所述，在本发明一个实施例的图6中所示的质量流量变换器除了用图4所示实施例1所提到的效果以外，还可以给定时间间隔测量由于元件老化性能恶化和/或温度影响引起的基本时间常数的变化而造成的测量值可能误差，并能相对检测到的误差校正测得的流量值，从而确保在增大灵敏度时的质量流量测值的可靠性和精度。虽然2NΔT是一个极小的值并可能随质量流量计变换器的环境条件而有显着不同，但必须采用一种极复杂的技术，以便单一地确定校正周期并以给定间隔执行该周期。本发明即为提供一种用于单一地确定误差校正周期的简化方法。
为解决上述问题，本发明的以下实施例是提供一种消除时间序列中的漂移和积分电路的时效变化的方法，该方法不用专用校正装置而是以这种方式进行，即利用通过充电和泄放N个(T＋ΔT)脉冲和N个(T－ΔT)脉冲以高灵敏度测量时间差ΔT的品质(merit)，作为2N倍放大值出现的时间差ΔT的测量误差ΔTε在测量周期和下一测量周期之间得到校正并且以时间序列重复这种校正。在图6所示的质量流量计中，有N个(T＋ΔT)脉冲输入的第一积分电路27和有N个(T－ΔT)脉冲输入的第二积分电路28同时以各自的充电电压被充电然后又同时通过参考电压放电，从而获得零-交叉信号。该零-交叉信号包括对每个测量周期而言的时间测量误差。在下一测量周期，将N个(T＋ΔT)脉冲输入到第二积分电路28和将N个(T－ΔT)脉冲输入到第一积分电路27。将由两个连续测量周期获得的时间差彼此相加以获得其中不含误差的时间差信号2N(ΔT)。该方法描述如下方程(1)中的N(T＋ΔT)和N(T－ΔT)是分别包含第一积分电路27和第二积分电路28的漂移(包含时效变化)的时间信号。
N(T＋ΔT)＝ta2＋to2.....(4)N(T－ΔT)＝ta1＋to1.....(5)其中ta1和ta2是对应于质量流量的精确时间，to1和to2是对应于漂移的时间。
所以将方程(2)变换为N{(T＋ΔT)－(T－ΔT)}＝(ta2＋to2)－(ta1＋to1)＝(ta2－ta1)＋(to2－to1).....(6)假设(to2－to1)＝0，则可将方程(6)简化成ΔT＝(ta2－ta1)/2N .....(6’)为获得(to2－to1)＝0，方程(5)中的第一测量周期将N个(T＋ΔT)脉冲加到第一积分电路27而将N个(T－ΔT)脉冲加到第二积分电路28并确定2N(ΔT)。在下一测量周期，将N个(T＋ΔT)脉冲加到第二积分电路28并将N个(T－ΔT)脉冲加到第一积分电路27并确定2N(ΔT)。由第一测量周期和第二测量周期获得的两个时间差值象等式(5)那样加以组合N{(T＋ΔT)－(T－ΔT)}＝(ta2＋to1)－(ta1＋to2)＝(ta2－ta1)＋(to1－to2).....(7)因此，将等式(6)和(7)彼此作如下相加4NΔT＝(ta2－ta1)＋(to2－to1)＋(ta2－ta1)＋(to1－to2)＝2(ta2－ta1)ΔT＝(ta2－ta1)/2 .....(8)等式(8)与等式(6′)相同。因此，该方法能精确地确定与质量流量成比例的时间差ΔT而不受漂移影响。在第一测量周期内由第一积分电路27测量N个(T＋ΔT)脉冲，由第二积分电路28测量N个(T－ΔT)脉冲，而在第二测量周期内由第二积分电路28测量N个(T＋ΔT)脉冲和由第一积分电路27测量N个(T－ΔT)脉冲。于是如上所述那样这两个积分电路轮换地进行连续测量周期。第一和第二积分电路27和28的漂移值就能如此得以相互补偿。
输入到图4和6中所示质量流量计变换器中的脉冲(T＋ΔT)和(T－ΔT)脉冲是有恒定峰值和相同的正和负电压值的电压脉冲。N个(T＋ΔT)脉冲和N个(T－ΔT)脉冲被同时输入各自的积分电路然后又同时通过采用参考电压源放电，以测量2N倍的零交叉时差值(2NΔT)以消除各自积分电路中引起的时间误差(ΔTε)。不过，得到的时差值2NΔT包括时间测量的另一种误差。例如，如图8所示，当流量测量周期开始时的零流量下的时差ΔT必须等于零。但是可能因为检测线圈103和104可能有不同的检测增益而不等于0留下一个失调(offset)时间Toff。所以，在开始流量测量之前必须对流量计变换器进行零点调整。然而，在零点调整之后，零点漂移可能由于任何状态变量随时间流逝而发生的变化而出现。从而导致测量误差。
象一般的容积式流量计一样，科氏流量计必然在诸如流量范围，温度，压力等等的各种测量条件下对各种类型的流体进行流量测量。对于科氏流量计而言，其流量管在谐振或自然振荡频率下的振荡可能例如视乎可测流体的密度，流量管的直径，长度和几何形状不同而变化，这些因素可对于给定的流量测量范围而加以选择。就理想的科氏流量计而言，若可测流体密度恒定和其流量管的固有频率是恒定的，则要测量的时间差ΔT就是一定的而质量流量与该时间差ΔT成比例。事实上，时间差ΔT在恒定自然频率下不与质量流量成比例，而产生漂移。关于通过改变流量管的自然频率可发生与科氏力成比例的时间差ΔT漂移现象，本申请人已研究了时间差ΔT的漂移值Zf与自然频率f之间的一种关系。
图9示出研究流量管自然频率f和时间差的漂移值Zf之间关系的一种实验结果。其中水平轴标为自然频率f而垂直轴标有漂移值(时间)Zf。当自然频率f由较低频率变至较高频率时漂移值Zf逐渐减小。本申请人发现具有下列表达式的这种关系Zf∝f-m.....(9)(m≥n≥1；m＝1，...，∞)出现这种关系的原因如下即使当输入到图1所示驱动电路101的信号大小发生变化时，检测线圈的正弦波信号也受控而具有恒定峰值，而且加之，经由对相位检波电路105的恒定幅度正弦波检测信号进行放大和整形获得的图2所示梯形信号ABCD对时间轴X-X有一恒定的电压高度(±E)和梯形斜边AB和CD的倾斜角随自然频率变化，但斜边AB和CD不是精确的而是近似于直线。因此图9表示的系数K为常数。
Zf＝K×f-n.....(10)(m≥n≥1；m＝1，...，∞)该关系使其有可能对漂移值作出校正。
图10是用于说明按本发明另一实施例的质量流量计变换器的视图。驱动电路31，驱动线圈32，检测线圈33和34以及相位检测电路的功能均与图10所示相应部件相同。频率表37是用于测量流量管自然频率的装置，实际上频率表测量的是来自产生与自然频率相同频率的检测线圈33的检测信号的频率。检测线圈33的检测信号被整形并以CPU38的时钟计数检测对应于半频(half-frequency)或某一频率的得到的矩形波的零交叉时间，然后确定自然频率f。＂5-m(m≥n≥1； m＝1，…，∞)＂由倒数计算部分39计算。将值n(例如，1)存入CPU38。这是表达式(9)中所示的漂移值Z5。因此，校正后的时间差Tx由下式表达Tx＝Ta－Zf……(12)其中Ta是对应于检测时间差ΔT的相位检测数据。
取作Toff的图9中所示零-点调整的失调数据被加到等式(12)，以进一步改善测量精度。值Toff被存入CPU38以得到下列等式Tx＝Ta－Toff－Zf.....(13)表达式(9)能引出下式1Za×f+Zb+Zc-----------(14)]]>此处Za，Zb和Zc是Z的系数，根据表达式(14)可校正漂移值Zf。不用说，可应用等式(14)的倒数表达。如上所述，从根据等式(13)对漂移值所作校正的时差值可确定精确的质量流量。
对于上述所有情况而言，要输入到质量流量计的(T＋ΔT)脉冲和(T－ΔT)脉冲都是具有相同峰值的相同电压。以下说明涉及输入脉冲(T＋ΔT)脉冲和(T－ΔT)都有不同符号和不同峰值的质量流量计变换器。
图11是体现本发明的另一质量流量计变换器的电路方块图。例如，有峰值(-E1)的脉冲(T＋ΔT)被加到端子42而有峰值(+E2)的脉冲(T－ΔT)被加到端子43。端子42有串联连接的接点44而端子43有串联连接的接点45。这些脉冲通过端子42和43输入到由积分常数RC(输入电阻R和电容C)和运算放大器电路47组成的积分器。一个给定的正参考电压(未示出)被加到运算放大器电路47的正输入端。要由开关SW2闭合和打开的接点48被并联连接到反馈电容器C。
运算放大器电路47同电压保持电路49相连，后者又连到A/D转换电路50和CPU51。
图12示出用于说明图11所示质量流量计变换器工作情况的脉冲序列时序图。图12-(a)表示一列有峰值(-E1)的脉冲(T＋ΔT)，图12-(b)表示一列有峰值(+E2)的脉冲(T－ΔT)，图12-(c)表示门电路驱动开关SW1的电压信号，图12-(d)表示开关SW2的脉冲信号，以及图12-(e)是显示一测量周期的计算图。
当加到开关SW1的门驱动电压为高-电平信号时，使接点44闭合(通)和接点45打开(断)。相反，当加到开关SW1的门驱动电压是低电平信号时，使接点44打开(断)和通过反相器46接点45闭合(通)。开关SW1的门驱动电压的脉冲宽度确定门电路通(ON)的持续时间——在此期间，脉冲(T＋ΔT)或(T－ΔT)被取样，门驱动电压的脉冲宽度被设计为每N个(N＞1)的输入脉冲(T＋ΔT)和(T－ΔT)所必需的时间。
对于门驱动电压信号的t1与t2之间的高电平周期，接点45是断和接点44是通，允许电压脉冲(T＋ΔT)(-E)通过端子42进入由电阻R，反馈电容C组成的积分器和运算放大器电路47。电容C通过由开关SW2(图12-(d))驱动的接点28完全放电直到输入脉冲(T＋ΔT)的时间t1。开关SW2的转换操作由CPU51编程。在恒定流速下，N个(T＋ΔT)脉冲有相同面积((T＋ΔT)×(-E))。因此，当输入脉冲(T＋ΔT)(-E1)时，反相脉冲(T＋ΔT)通过积分器输出并被积分。即，积分器电路变成充电电路并当输入脉冲(T＋ΔT)数目增多时其输出电压成比例地增大。
图13是在图12中所示时序图中分别为t1与t2之间和t2和t3之间周期内充电和放电的电压对时间特性图。在t1和t2间充电周期期间，积分电路充电电压随输入脉冲(T＋ΔT)数增加而按直线AB从点A至点B成比例地增大的。
在t2与t3之间周期内，开关SW1的门驱动电压被保持为低电平信号使接点44打开但接点45由来自反相器46的高电平信号保持为闭合(通)，从而仅仅输入电压(+E2)的脉冲(T－ΔT)通过端子43进入积分器。此时，积分器变成经由脉冲(T－ΔT)的反向输出放电的放电电路。通过脉冲(T＋ΔT)将积分器充电至点B的电压随时间减小了对应于脉冲(T－ΔT)的数(N)的电压。由于脉冲(T＋ΔT)宽于脉冲(T－ΔT)，积分器(充/放电电路)输出电压V对应于按等式(2)N(T＋ΔT)－(T－ΔT)＝2NΔT确定的值。
如图12(e)所示，t1与t3之间的周期是测量周期，用于输出与2NΔT成比例的模拟输出电压V。输出电压V是由电压保持电路49保持由A/D转换电路50转换成数字值。CPU51读出转换后的数字信号和确定质量流量。通过泄放对应于电压V的积分电容C上的电荷从而提供时间供计算质量流量和准备随后的测量周期是必要的。
用于输出电压V(时间t3)和输入随后的一串N个脉冲(t3-t4)的时间宽度t3-t4是包含CPU51的上述操作周期Tc(t1-t31)和为反馈电容C进行放电的准备周期TD(t31-t4)的周期以准备下一测量循环。该周期被给定与指配给t1和t2之间的周期和t2和t3之间的周期的时间宽度相同。因此，一个测量循环是一个对应于用于输入脉冲数(3N)的t1与t4之间周期的周期。
反馈电容器C的放电时间是由来自开关SW2的电压脉冲的高电平信号给定的。高电平信号由CPU51的操作结束(end)信号建立并在一个测量循环结束时的时间t4由开关SWj所产生的信号来下降(trailed)下一测量循环是对应于从高电平信号下降时间t4起算输入3N个输入脉冲的时间周期。从时间t4开始并对应于输入3N个脉冲周期的后续测量循环与上述t1与t4之间的时间周期的前一测量循环彼此不同，因为开关SW1的门驱动电压的极性，即高-电平信号是对t1与t4间的测量循环周期被给定的，而低-电平信号是对t4和t7(未示出)之间的后续测量循环周期给定的。
为此，在后续测量循环中，第一时长t4-t5是为用由N个具有恒定峰值(+E2)的脉冲(T－ΔT)的反相输出的负电压对积分电路充电的，而接着的时长t5-t6是为用由N个具有恒定峰值(-E1)的脉冲(T＋ΔT)的反相输出的正电压对积分电路放电。因此，输出电压V与从t1至t4的前一测量循环的输出电压相同。
由积分器各在前一测量循环的时间t3和后续测量循环的时间t6输出电压V＝2NΔT并将其保存在电压保持电路。该保持的模拟电压被输入A/D转换器电路10，借此被转换成与模拟电压成比例的数字信号并输出之。然后将该数字信号传送到CPU51，CPU51对接收到的数字数据进行数学运算以获得与电压V成比例的质量流量。计算结果从CPU51通过端子52输出。如上所述，N个脉冲(T＋ΔT)和N个脉冲(T－ΔT)是通过用开关SW1的门驱动电压转换接点44和45实现的充电和放电操作而被处理的。这样输出一个具有两倍增大(2N)的灵敏度的质量流量信号。
输出电压V是通常通过运算放大器(OP-Amp)输出的模拟电压。不过，若输出电压V的值小到接近于零时，则运算放大器可能进入一个使测量可受零点漂移的不稳定的工作范围。若脉冲(T＋ΔT)的峰值(-E1)例如是等于脉冲(T－ΔT)的峰值(+E2)，即|E1|＝|E2|，那末运算放大器的输出电压为零，没有可测流体流过(即ΔT＝0时)。放大器可在零点漂移的影响下工作不稳定。通过选择|E1|＞|E2|的关系而得到待测输出电压V的没有零-电平电压的稳定范围。
为获得输出电压V中不含零-电压的负电压范围，必须这样选择n(n＞1)值，即致使脉冲(T－ΔT)的峰值乘以值“n”可使没有流量时输出电压为负。在图13中用虚线示出这样选择的电压(+nE2)的脉冲(T－ΔT)，它能使测量电压在由虚线(图13)所示负压范围(-V1)内为负。
如上所述，图11所示质量流量计变换器能确定时差信号2NΔT-它代表从N个脉冲(T＋ΔT)减去N个脉冲(T－ΔT)的余数乘以系数2N。该特点使得质量流量计在不用专门的时钟振荡器仅通过选择合适的N值情况下便能以高灵敏度和高精度测量质量流量。
以下说明是有关用于校正流量测值的误差校正装置，误差可随着，科氏流量计流量管中的可测流体的温度变化而产生。特别是以较低检测灵敏度为特征的直型流量管更是如此。如前所述，科氏力是作为相位差信号检测的，它是支承在两端和受交流振荡驱动的流量管上对称的相对两点的测值之差。该相位差信号极小。为精确地检测科氏力，有必要设计一种产生较大相位差的流量管。为此，许多流量计采用各种弯曲的流量管，然而，这类弯管不仅增大了尺寸而且易于在管子的每一弯曲部分的内底壁上累积杂质(例如残渣)。
因此，从与其顾及检测灵敏度不如使用简单性好的观点出发，在许多流量计中仍采用直管。然而，检测科氏力的灵敏度较低的直管易受干扰影响。在直管型科氏流量计中，直型流量管同轴地支承在通过一法兰同管系(piping)连接的外管内，同时用于交变地振荡流量管(此后称为内管)的驱动装置和用于检测相位差信号的检测装置被置于内管和外管之间。直管型科氏流量计必须测量在其内管中的不同温度和不同密度下的各种流体。在测量流量时，内管随其内流过流体的温度变化而膨胀或收缩而外管可能较少受流体温度的影响并维持在实际外界温度下。外壳与内管的温度差别在它们之间产生热应力，从而改变内管的自然频率ω0，引起质量流量m和密度ρ的变化。这导致该流量计的测量精度的下降。
图14是用于说明按本发明另一实施例的质量流量计变换器的结构视图。科氏流量计61具有直型内管63和围绕内管并在两端设有连接环板65的直型外管64，两管借助环板65同轴支承。一驱动部分66置于内管63上的中部。而检测部分67和68对称地安置在内管上驱动部分的两侧。内温度检测元件69置于内管63的外壁上而外温度检测元件70置于外管64的内壁上。在这样构造的科氏流量计61中，可测流体流过的内管63受到驱动部分66垂直于流体流量轴方向上的交变自然频率驱动。在处于振荡中的内管上产生的科氏力是由检测部分67和68在各自位置上不同的相位方向上检测。两检测部分67和68的检测信号是不同的相位信号。
用于温度校正的算术处理部件62是一个变换器，它接收由内温度检测元件69和外温度检测元件70检测的温度值和温度差值并就温度而言校正质量流量和密度。驱动部分66检测部分67，68和温度检测元件69，70是用导线66C，67C，68C，69C和70C互相连接的。
进入内管63的流体可有视其用途而定的特定温度，密度和压力。内管63可改变其处于受流体热量影响的壁温。因此，内管本身会膨胀或收缩并可改变杨氏模量。另一方面，与内管脱离的外管64是暴露于周围空气；可能不直接受到来自内管63的热量影响但受其间空气层的温度影响。当然，外界空气温度与流体温度差别越大则内管与外管间的空间中的温度变化也越大。
即使内管63和外管64由相同材料制成，它们之间也可产生热膨胀差。因此内管在其轴向和径向产生热应力，从而使其自然频率ω0发生变化。这种变化也影响到测量的质量流量m。另一方面，流体密度ρ是作为内管的质量和弹簧常数(spring constant)以及流体质量的函数而给定的。所以测得密度值ρ包含误差。
用于温度校正的算术处理部件62是要计算由内和外温度检测元件69和70检测的温度以及温度差，确定没有因温度影响造成的误差的正确质量流量m和密度ρ，这是根据事先确定并存入CPU的由内管与外管之间温差引起的质量流量和密度测量的误差值计算确定的并通过端子62a输出该项计算结果。
由于应用这一误差校正设施，使提供一种允许质量流量计使用简单的直流量管的简单的低成本，高精度的变换器成为可能。
在图14中所示科氏流量计中，外管64比内管63有适当的较高刚性，即当内管被振荡时，外壳可认为是基本刚性体。反之，外壳64可有降低的刚性并进一步配置一配重以使其具有同内管63相同的自然频率。这使得能提高科氏流量计的效率和灵敏度——该科氏流量计能在相同的自然(谐振)频率下振荡其内管和外管。如此构造的科氏流量计(未示出)与图14流量计的不同点仅在于给内管加了配重。根据本发明用于温度误差校正的算术处理部件62不仅可用于直管型科氏流量计而且也适用于弯管型科氏流量计。
图15是按本发明另一实施例特别适用于爆炸危险区中的质量流量计变换器的电路方块图，内电阻69和外电阻70例如是铂电阻温度计测温包，被置于科氏流量计61中的特定位置并可彼此转换连接以形成后面要描述的桥路各臂。内电阻69与端子A1，B相连，外电阻70与端子b，A2相连。连接点B同另一端子b相连。它们进一步同变换器80的各端A1，B，b，A2相连。端b接地。此外，科氏流量计61和信号处理部分80通过驱动部分66和检测部分67，68的导线66c，67c和68c互连——为简化图15，省略了这些部分。实际上，科氏流量计61和信号处理部分80用一专用(多芯)电缆彼此连接的。一D/A转换部分89和CPU90同信号处理部分80相连。电桥电路由电阻R1，电阻69或70和电阻R2，R3组成。电阻R1和R2各在一端同一恒定电压电源VREF相连，此处R1＝R2。在桥路中，电阻R3，69和70各为100Ω。内阻69和外阻70是通过由CPU90的端子E端出的控制信号操作的开关81或82转换的。一个反相器83置于开关81和82之间，开关81和82彼此相反操作一个被接通时另一个即被关断。
在桥路的连接点A3，B3之间产生温度信号。该温度信号通过等同的输入电阻R4，R5进入运算放大器84，从而被放大和作为放大后模拟温度信号输出——该信号经由A/D转换部分89转换成数字信号。该数字信号输入至CPU90。CPU90产生一控制信号，内管63和外管64的温度信号即借助该控制信号转换成送入CPU90的新信号。CPU90根据这些温度信号对由科氏流量计61测得的质量流量和密度值进行校正并输出校正后的值。
根据本发明信号处理部分80被制成有内部安全装置，图15所示变换电路结构上带有开关81和82用于转换内电阻69和外电阻70。这使得能提供运算放大器84，齐纳势垒单元85和保险丝87。齐纳势垒单元86和保险丝88是为来自CPU90的控制信号而设置。一个恒定电压源VREF也配置有齐纳势垒(为简化图15起见未示出)。
根据一种一般的内部安全电路结构，每个传感器要求一个运算放大器，A/D转换器和一齐纳势垒和接线，导致元件数量增多及整个系统的复杂性。因此，本发明旨在通过设置开关81和82减少昂贵的运算放大器和齐纳势垒的数目。开关81和82可自由转换。然而，可测流体温度和周围媒质的温度不总是恒定的，需要准备转换开关81和82的编程时序图。因此，本发明提供了在对温度变化给予应有考虑情况下所准备的用于转换温度测量的步骤。
图16是用于图15所示质量流量计变换器的转换开关操作时序图的一个实例。在图16中，TA表示稳态周期和TB表示当温度差超过一规定值时的开关操作时序图。图16(a)表示在内阻69用于驱动开关81的脉冲p，图16-(b)表示用于在外阻70驱动开关81的脉冲Q。通(ON)状态由影线表示。图16-(c)表示内管63的取样温度测量时间tx1而图16-(d)表示外管64的取样温度测量时间tx2。
脉冲p的宽度和脉冲Q的宽度可设定在由CPU根据内管63和外管64的测量温度差所确定的时间。例如，脉冲p是“通”时，脉冲Q是“断”(OFF)。脉冲p是断时脉冲Q是通。
TA表示一段周期，在此周期内，内管63的温度和外管64的温度之间的差是稳定的并保持在一定的范围内。内管63的开关81的转换时间(脉冲宽度P1)(其内可更频繁地发生温度变化)被设定在长于外管64的开关82的转换时间(脉冲宽度Q1)的某一时间。这意味着为控制外管64和内管63之间温度之差，提高了对内管温度测量值的取样频率。例如，在脉冲P1周期期间，在时间Tm的时间tx1范围内(Tm＞tx1)以(N-1)次取样进行温度测量。在最后一次转换时间，在脉冲Q1的周期Tx期间的周期tx2(Tx＞tx2)内进行温度测量。即，在每个内脉冲p1的周期的Tm取样时长内对内管进行9次温度测量并在周期Q1(时间Tx)进行一次外管的温度测量。若进行总计10次温度测量的结果是内管63与外管64之间的温度差小于规定值，则将这些操作步骤确定为要重复的一个测量循环。
周期TB表示内管和外管之温度差超过规定值的情况。在各自脉冲持续时间Tm和Tx时轮流转换开关81和82为“通”并分别各在时间tx1和时间tx2进行温度测量。温度差的测量值彼此加以比较。在内管63与外管64之间的温度差变成小于规定值时，则可恢复测量循环(对稳态周期TA的脉冲P1和脉冲Q1)。然而，若存在温度变化，则立即转换操作方式以控制异常温度差。为避免不稳定的(hunting)操作，将开关81和82彼此接连转换M次。该时间例如为25秒。当经过25秒后测量的温差小于规定值时，便可执行正常测量循环。转换频率M是一个整数并等于N1/N2之比值(内管63的转换操作数/外管64的转换操作数)或差值N1-N2。
由于温度测量装置可根据基于内管63和外管64之温差的一种算法来选择，因此总是在高精度下测得内管与外管的温度并因而能获得对质量流量的密度的精确测量值。
权利要求
1.一种用于质量流量计的质量流量计变换器，借此检测作为在对称相对位置上测得的成对位移信号之一和给定时间T之间的时间差ΔT的作用在以围绕其支点的恒定频率交流驱动的流量管上的科氏力并确定与所述时间差ΔT成比例的质量流量，该变换器具有作为有恒定峰值和脉宽(T＋ΔT)和脉宽(T－ΔT)的脉冲输入的位移信号，该变换器包括以规定的时间间隔关闭和打开以输入该输入脉冲的门电路，第一充电和放电电路和第二充电和放电电路，用以通过打开的门电路同时输入N(N＞1)个超前脉冲和滞后脉冲充电，当门电路关闭时通过基准电压源泄放电荷，第一零交叉检测部分用以检测对第一充电和放电电路充电后放电的放电电压零交叉，第二零交叉检测部分用以检测对第二充电和放电电路充电后放电的放电电压零交叉，并有与所测时间差成比例的质量流量的输出。
2.如权利要求1所定义的质量流量计变换器，其特征在于设置一输入脉冲转换电路，用以将第一充电和放电电路的输入从超前脉冲转换到滞后脉冲并用于将第三充电和放电电路的输入从滞后脉冲转换成超前脉冲，以及时效变化校正装置，用以根据将超前脉冲输入第一充电和放电电路所获得的零交叉时间和由将滞后脉冲输入第二充电和放电电路所得到的零交叉时间之间的零一交叉时间差与将滞后脉冲输入第一充放电电路获得的零交叉时间和由将超前脉冲输入第二充放电电路获得的零交叉时间之间的零交叉时间差的偏差来校正测得的质量流量。
3.一种用于质量流量计的质量流量计变换器，借此检测作为在对称相对位置上测得的成对位移信号之一和给定时间T之间的时间差ΔT的作用在以围绕其支点的恒定频率交流驱动的流量管上的科氏力并确定与所述时间差ΔT成比例的质量流量，该变换器具有作为有恒定峰值和脉宽(T＋ΔT)和脉宽(T－ΔT)的脉冲输入的位移信号，该变换器包括以规定的时间间隔关闭和打开以输入该输入脉冲的门电路，第一充电和放电电路和第二充电和放电电路，用以通过打开的门电路同时输入N(N＞1)个超前脉冲和滞后脉冲充电，当门电路关闭时通过基准电压源泄放电荷，第一零交叉检测电路用以检测对第一充电和放电电路充电后放电的放电电压零交叉，第二零交叉检测电路用以检测对第二充电和放电电路充电后放电的放电电压零交叉，一个转换电路用以在通过第一充/放电电路和第二充/放电电路充/放电后检测各自零交叉，确定直到开始随后充/放电的时间作为一个测量循环，对每个测量循环轮流地转换要输入到第一充/放电电路和第二充/放电电路的脉冲(T＋ΔT)和脉冲(T－ΔT)，对每两个接续的测量循环中由第一零交叉检测电路和第二零交叉检测电路检测的并由转换电路转换的各自零交叉时间差相加，并有一个与相加的时间差成比例的质量流量的输出。
4.一种用于科氏流量计的质量流量计变换器，借此作用在支承在至少两点并以围绕支点的某一恒定频率被交流驱动的流量管上的科氏力被作为相位差检测，与该相位差成比例的时间差被计算并由此确定质量流量，该变换器包括用于测定时间差的时差测量装置，用于测量自然频率的频率测量装置，倒数(reciprocal)计算装置用以计算对该时间差所测自然频率的倒数(reeiprocal number)，其特征在于由时间差测量装置测得的时间差是用于校正与自然频率对应的零点漂移的。
5.一种用于质量流量计的质量流量计变换器，借此检测作为在对称相对位置上测得的成对位移信号之一和给定时间T之间的时间差ΔT的作用在以围绕其支点的恒定频率交流驱动的流量管上的科氏力并确定与所述时间差ΔT成比例的质量流量，该变换器具有作为有恒定峰值和脉宽(T＋ΔT)和脉宽(T－ΔT)的脉冲输入的位移信号，该变换器包括可如此开关的门电路以致轮流地获得N(N＞1)个脉冲(T＋ΔT)和N(N＞1)个脉冲(T－ΔT)，一个充/放电电路用以接连地充电在门电路闭合之后的N个(T＋ΔT)脉冲输入周期所得到的N个(T＋ΔT)脉冲，获得N个(T－ΔT)脉冲并从充电后电压起泄放N个(T－ΔT)脉冲和输出缩减后的电压，以及一个电压保持电路用以保持缩减后的输出电压，其特征在于与该保持电压成比例的质量流量被测定。
6.用于科氏流量计的流量计变换器，该流量计有一流体流过其内的直内管，基本为刚体围绕内管并支承在内管两端的直外管，以及驱动装置用于使内管以其自然频率绕其支承位置振荡，该变换器能测定与在接近内管上各自支承端的对称相对位置上检测到的相位差成比例的质量流量，根据内管的自然频率确定流体密度并就内管和外管温度校正所确定的质量流量和流体密度。
7.用于科氏流量计的质量流量计变换器，该流量计有其内流过流体的直的内管，同轴地围绕内管并支承在内管两端的直的外管，附装到内管的配重，以使外管在其支承端有等于内管自然率的固有频率，以及驱动装置用以使内管和外管以谐振频率围绕支承位置振荡，所述变换能测定与在接近内管上的各自支承端的对称相对位置上检测到的相位差成比例的质量流量，根据谐振频率确定流体密度以及就内管和外管的温度校正该确定的质量流量和流体密度。
8.如权利要求6或7所定义的质量流量计变换器，该变换器准备用于在爆炸危险区中工作的科氏流量计中，并包括一用以检测内管温度的温度检测元件，一个用于检测外管温度的温度检测元件，用于转换来自温度检测元件的信号的开关装置，用于来自开关装置的信号的放大器电路，以及连接在放大器电路和外部输出之间的一个齐纳势垒单元，还有一温度误差校正装置，用于根据通过齐纳管的输出信号校正测得的质量流量和流体密度。
9.如权利要求6至8任一项所定义的质量流量计变换器，其特征在于用于转换来自温度检测元件的信号的开关装置为在其间温度差小于一规定值时连续检测内管温度，而当温度差超过规定值时交替地检测内管温度和外管温度而工作。
全文摘要
一种适用于直管型科氏流量计之类的灵敏度低的质量流量计变换器。该变换器包括以规定时间开关以输入恒定峰值和脉宽(T+ΔT)和(T-ΔT)脉冲的门电路，第一和第二充放电电路，第一和第二零交叉检测电路以检测第一和第二放电电压零交叉并有与所测时间差成比例的质量流量的输出。本变换器可长时间地进行稳定和精确的时间差测量。
文档编号G01F1/76GK1145472SQ9511573
公开日1997年3月19日 申请日期1995年9月14日 优先权日1995年9月14日
发明者北见大一, 阿部敏广 申请人:株式会社椭圆