关功率转换器还可以工作在具有电流汇入能力的连续导通模式（CCM)。
[0026] 驱动器106响应于由PWM202提供的PWM控制信号（PWM1、PWM2、......、PWMN)，向 相应的相102的高侧和低侧开关的栅极提供栅极驱动信号（GHX、GLX)。相102的活动状态 以及高侧和低侧开关的占空比至少部分地基于施加到负载104上的输出电压（Vsense) 104 确定，使得开关功率转换器可以尽可能快且可靠地对变化的负载条件作出反应。
[0027] 控制器200可以应对从一个参考电压到另一个参考电压的变化。控制器还可以确 定输出电压（Vsense)和参考电压之间的误差，并且将误差电压转换成数字形式，并将其给 PWM202,用于改变各相的开关周期，例如通过调节PWM控制信号的占空比。这种电压调节功 能在典型数字控制开关功率转换器中是标准的，因此在这方面没有给出进一步的解释。
[0028] 除了调节输送到负载104的电压，控制器200还包括相电流估计器204,用于对所 检测到的相102的相电流（Iphl、Iph2、…、IphN)进行估计与采样，并将模拟的感测到的电 流信息转换成采样得到的（数字）电流信息。该相电流估计器204还可以将采样得到的相 电流信息转换为对PWM控制信号的占空比的调节，以调节相电流，从而使它们保持平衡。
[0029] 图2更详细地示出了相电流估计器204。相电流估计器204包括模拟电路206和 数字电路208。与数字电路208相比，模拟电路206操作在较低的速率fl，数字电路208以 更快的速率f2(f2?n)被定时，导致控制器芯片（晶片）上的更小功率和更小面积消耗， 以及更有效的电流采样网络。例如，具有少量的比特和缓慢的DAC(数模转换器）的小尺寸 ADC(模数转换器）仍可具有很好的性能。数字电路208运行在较高的时钟速率（f2)，在该 速率上，可以更好地进行用于相电流跟踪的非线性计算和算法。数字电路208计算并调节 相电流的正、负斜坡，以提尚开关功率转换器的相电流跟踪能力。
[0030] 在一个实施例中，通过以第一时钟速率（fl)比较开关功率转换器的相电流（Iph) 与采样得到的相电流估计值（Isample)的模拟形式（Iph_estimate)，模拟电路206产生相 电流估计误差（Ierr〇r_d)，所述第一时钟速率不足以精确地对所述相电流采样和跟踪。即， 第一时钟速率没有高到足以对瞬时相电流采样和跟踪。相反，相电流估计器204基于模拟 电路206提供的误差信息和多个与开关功率转换器的操作相关联的参数，产生相电流的估 计值，所述参数例如是输入电压（Vin)、输出电压（Vout)和PWM控制信号的状态。数字电路 208以大于第一时钟速率的第二时钟速率（f2)，基于相电流估计误差（Ierror_d)和提供给 数字电路208的系统参数，修正相电流估计值（Isample)。这样，相电流是在数字域中以比 模拟电路206支持的更高的时钟速率进行估计，因此例如相比于跟踪ADC或西格玛-德尔 塔ADC，可以使用较不复杂和较低功率的模拟电路206。
[0031] 图3示出了相电流估计器204的模拟和数字电路206、208的一个实施例。根据本 实施例，模拟电路206包括具有N位的精确度的DAC210,用于以较低的第一时钟速率fl，例 如fl〈〈f2,将数字电路208产生的相电流估计值（Isample)转换成对应的模拟形式（Iph_ estimate)。然后将模拟相电流估计值（Iph_estimate)从相电流（Iph)中减去，以产生该 模拟误差信号（Ierror)。由于fl〈〈f2，DAC210可以是小尺寸和低分辨率DAC。ADC212以 较低的第一时钟速率fl将模拟误差信号转换成数字误差信号（Ierror_d)，以供相电流估 计器204的数字电路208分析。ADC212可包括多个比较器，用于将所述模拟误差信号转换 成相应的数字信号。
[0032] 进一步根据图3所示的实施例，相电流估计器204的数字电路208包括跟踪单元 214、斜率估计器单元216和斜率校正单元218。该跟踪单元214根据PWM周期的状态（PWM_ HiZ、PWM_on、PWM_off、PWM_tr)，以不同的增益值（Ktrack_on/off、Ktrack_tr)缩放相电流 估计误差（Ierr〇r_d)。PWM周期的状态在后面进一步结合图4详细解释。下一个跟踪估 计值（Itrack)是基于相电流估计误差（Ierror_d)。由跟踪单元214执行的跟踪包括，如 果Ierr〇r_d指示相电流的正斜率误差，则以一个极性来调整下一个跟踪估计值，并且如果 Ierr〇r_d指示相电流的负斜率误差，则以一个相反的极性来调整下一个跟踪估计值。调整 的幅度取决于误差幅度（即误差幅度越大，调整的量越大）。
[0033] 斜率估计器单元216产生相电流的估计值（slope_est)，其取决于PWM周期的PWM 状态（PWM_HiZ、PWM_on、PWM_off)和与开关功率转换器的操作相关联的电压参数，例如输 入和输出电压（Vin、Vout)。例如，斜率估计器单元216可基于期望的相电流的已知或假 定的正斜率和负斜率之间的关系（正斜率和负斜率反比于电感器，以及斜率取决于Vin和 Vout)，来产生相电流的估计值（slope_est)。在另一实施例中，斜率估计器单元216可基 于相电流纹波的假定形状，产生相电流的估计值（slope_est)，所述相电流纹波的假定形状 是施加到每一相102的开关或开关（HSN，LSN)的栅极的控制信号（GHN，GLN)、PWM状态、或 PWM控制信号的函数。在另一个实施例中，当电流流过每个相102的低侧开关（LSN)的主体 二极管变为零时，斜率估计器单元216可基于相电流的更陡的负斜率，产生新的相电流的 估计值（slope_est)。
[0034] 斜率校正单元218校正相电流估计误差（Ierror_d)中的积分误差。通过执行该 校正，数字电路208产生的下一个相电流估计值（Isample)得到调节，以补偿估计器误差。 下一个相电流采样的估计值是通过将跟踪单元214、斜率估计器单元216和斜率校正单元 218的输出相加产生的。加起来的信号可由工作在较快的时钟速率f2下的计数器220随时 间累加，并由工作在较慢的时钟速率fl下的抽取器222向下采样，以用于输入到模拟电路 206作为下一个PWM周期的相电流估计值。
[0035] 相电流估计器204使用各种系统参数，诸如输入电压（Vin)、输出电压（Vout)、主 体二极管电压降（Vd)、电感（L)和每个PWM周期期间的PWM控制信号的状态，以产生如上所 述的相电流的估计值（Isample)。PWM发生器逻辑224基于由控制器产生的PWM控制信号， 产生图4所示的PWM状态信息，用于由相电流估计器204估计开关功率转换器的相电流。
[0036] 图4的波形（a)示出了理想的相电流（Iph_ideal)，其具有期望的锯齿形或三角 形纹波图案。当相102正确地工作（即按照期望的或设计的），例如当相102中不包括故 障开关，耦合到相102的电感器（L)没有发生故障，输出电容器（C)没有发生故障，以及相 102和负载104之间的连接没有损坏时，由开关功率转换器的相102输送到负载104的电 流具有图4中的期望波形（a)。否则，相102所输送的电流将不具有图4中的预期波形，相 反，相电流的正（P)斜坡和/或负（N)斜坡将具有比预期更陡的或更窄的斜率或甚至丢失。
[0037] 图4的波形（b)示出了施加到每个相102的开关（HSH、LSN)的栅极的PWM控制 信号（PWM)。PWM控制信号包括非活动时间段之前的每个PWM周期的开始时的脉冲。图4 的波形（c)示出了PWM控制信号的延迟版本（PWM_on)，其是用于补偿驱动器106与每个相 102的相应开关（HSH