AR方法，单历元解算BDS的宽巷 (1，-1，〇)组合模糊度：
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[0037] 式中，为（1，-L0)组合模糊度，λ (1, 1(：)为（1，-L0)组合载波观测值 波长，aMu-U 1,为以周为单位的（1，_1，〇)组合的载波观测值；AW为BDS的Bl频点上的 双差电离层延迟值；n (6,⑶和n u, U分别为（〇, -1，1)和（1，_1，〇)组合载波观测值上 的电离层延迟因子。
[0038] 步骤3)，基于几何相关模型，构建同步估计BDS和GPS中各卫星倾斜电离层延迟和 GPS宽巷模糊度的观测模型，如式（1. 3)所示：
[0041] 式（1. 3)中，λ (1, 1}、Μ7%-!)和·分别为GPS双频（!，-!)组合宽巷波长、 双差宽巷模糊度和双差载波观测值（以距离为单位） Λν/1:分别为GPS在其频点 1、2上的伪距观测值；Δν/〖Γ Δν/2Α2、AVPm分别为BDS在其频点1、2、3上的伪距观测值； △▽A表示双差站星距离，该双差站星距离中包括位置增量参数，在6?5和803中的位置增 量参数是相同的，即共同估计；AVT表示双差对流层延迟值；表示GPS频点1上的双 差倾斜电离层延迟值， Δν4表示BDS频点1上的双差倾斜电离层延迟值；fgi表示GPS的 频点i观测值上的频率，其中i取1、2 ;fbl表示BDS的频点i观测值上的频率，其中i取 1、2、3 ; 为以距离为单位的GPS(1，-D组合载波观测值噪声
分别为GPS两个频点上伪距观测值噪声
分别为以距离为单位的 BDS (1，-1，0)和（0, -1，1)组合载波观测值噪声
分别为BDS 三个伪距观测值噪声。
[0042] 实际应用时，BDS和GPS中的多颗卫星倾斜电离层延迟和GPS宽巷模糊度的观测 均通过式（1.3)的模型解算。
[0043] 步骤4)，设定GPS宽巷模糊度估计滤波的状态方程，式（1. 3)所示模型中包含的未 知参数主要包括：几何位置参数、GPS卫星的宽巷模糊度、以及各卫星对的双差倾斜电离层 延迟值。其中，位置增量参数根据实际情况采用常速度模型，宽巷模糊度在无周跳 的情况下采用时不变方式处理，双差倾斜电离层延迟和Δν/6均采用随机游走的方式 进行处理。对双差倾斜电离层延迟采用随机游走的方式进行处理时，其历元间 转换矩阵Φ:近似设置为单位阵，动态噪声矩阵设定为
，其中谱密度qIcin 设置为〇. lm2/s，At为历元间时间间隔，zk为电离层穿刺点位置的天顶角；实际使用过程中 可简化计算为：
C其中％为卫星高度角。
[0044] 步骤5)，对式（1. 3)的观测模型进行卡尔曼滤解算，得到GPS双差宽巷模糊度的浮 点解和方差协方差矩阵；然后，采用LAMBDA算法进行整数固定，得到GPS双差宽巷模糊度整 数解。
[0045] 实施例：选取河南CORS网中的一组长度为74km的基线数据进行实验验证，数据采 集于 2014 年 3 月 7 日 UTC 时 4:00-5:00。
[0046] 图2和图3分别给出了三频BDS各卫星（0，-1，1)和（1，-1，0)组合模糊度的单历 元解算偏差，其参考值由整个解算区间数据平滑解算而得。可以看出，单历元解算（〇, -1， 1)组合模糊度的偏差基本均在±0. 1周之内，单历元取整即可可靠固定其整周模糊度；从 图3可以看出，（1，-1，0)组合模糊度的偏差相比（0，-1，1)变大，这是由于TCAR模型仍然 受到残余电离层误差的影响，且模糊度噪声相比（〇, _1，1)也变大，但是其解算偏差基本还 在± 0. 3周之内，单历元取整同样可以准确获得其整周模糊度。
[0047] 图4-6和图7-9分别给出了两颗GPS低高度角卫星的高度角情况、宽巷模糊度浮 点解偏差和固定解偏差。为便于观察，仅截取前20min的解算情况进行描述。两颗低高度 角卫星的高度角范围分别介于23~30°和15~22°之间。图中，IE(B+G)表示BDS和 GPS组合基于几何相关模型、且估计倾斜电离层延迟（Ionospheric-delay Estimation)的 方法，即本发明中所述的方法；IE (G)表示单独使用GPS数据基于几何相关模型、且估计倾 斜电离层延迟的方法；Mff表示目前常规使用的宽巷相位-窄巷伪距组合法（简称Mff组合方 法）。从图中可以看出，无论是浮点解情况还是整数解情况，本发明所提出的IE(B+G)方法 明显优于IE(G)和Mff组合方法，均为第一个历元就可获得准确的模糊度整数解；而IE(G) 和Mff组合方法由于受观测模型强度和伪距噪声的影响，均需要一定的时间才能获得准确 稳定的整数解。此外，从中也可以看出IE(G)方法在获得正确的整数解所需时间方面也优 于丽组合方法，这是由于IE (G)方法同样是基于几何相关模型，它利用了各颗GPS卫星的 观测信息，而Mff组合方法采用单个卫星对独立解算方式，仅基于单个卫星对的观测信息， 冗余观测较少。本发明所提的IE(B+G)方法正是在几何相关模型的基础上进一步利用和融 合了 BDS的三频的相关优势及其观测信息，因此可取得较好的解算效果。
[0048] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人 员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应 视为本发明的保护范围。
【主权项】
1. 一种BDS和GPS观测信息融合的宽巷模糊度解算方法，其特征在于，包括如下具体步 骤： 步骤1)，利用载波、伪距组合成无几何无电离层模型，单历元解算BDS的超宽巷（0，-1， 1)组合模糊度，如式（1. 1)所示：式中，Δν(·)为站间星间双差算子，AWVhmS (m)组合模糊度，[·]为按四舍五 入原则的取整运算符，W:,为以周为单位的（〇, _1，1)组合的载波观测值， 以周为单位的（〇，_1，1)组合的伪距观测值，λ(。，1>1}为（〇，-1，1)组合载波观测值波长； 步骤2)，采用如式（1.2)所示的无几何模式的TCAR方法，单历元解算BDS的宽巷 (1，-1，〇)组合模糊度：式中，从心_! 0)为（H0)组合模糊度，λ(ι, 1(：)为（H0)组合载波观测值波长， m为以周为单位的（1，-1，〇)组合的载波观测值；AW为BDS的Bl频点上的双差电 离层延迟值；η (。，1>1}和η α l,?分别为（〇, -1，1)和（1，-I，0)组合载波观测值上的电离 层延迟因子； 步骤3)，基于几何相关模型，构建同步估计BDS和GPS中各卫星倾斜电离层延迟和GPS 宽巷模糊度的观测模型，如式（1. 3)所示：式（1.3)中，λ u, 1}、^iVcvii和故％H)分别为GPS双频（1，-1)组合宽巷波长、 双差宽巷模糊度和双差载波观测值；分别为GPS在其频点I、2上的伪距 观测值；· Δν/^、'分别为BDS在其频点1、2、3上的伪距观测值；AVpr表示 双差站星距离，所述双差站星距离中包括位置增量参数；ΔΥΤ表示双差对流层延迟值； M77s表示GPS频点1上的双差倾斜电离层延迟值，表示BDS频点1上的双差倾斜 电离层延迟值；fgl表示GPS的频点i观测值上的频率，其中i取1、2 ;f bl表示BDS的频 点i观测值上的频率，其中i取1、2、3 u为以距离为单位的GPS(1，-D组合载 波观测值噪声；分别为GPS两个频点上伪距观测值噪声；_ 和别为以距离为单位的BDS(1，-?ο)和（0, -ia)组合载波观测值噪声； 分别为BDS三个伪距观测值噪声； 步骤4)，设定GPS宽巷模糊度估计滤波的状态方程；其中，所述位置增量参数采用常速 度模型，所述宽巷模糊AV/Va_u度在无周跳的情况下采用时不变方式处理，所述双差倾斜电 离层延迟AV/g和△▽/,，均采用随机游走的方式进行处理； 步骤5)，对所述式（1. 3)的观测模型进行卡尔曼滤解算，得到GPS双差宽巷模糊度的浮 点解和方差协方差矩阵；然后，采用LAMBDA算法进行整数固定，得到GPS双差宽巷模糊度整 数解。2.根据权利要求1所述的BDS和GPS观测信息融合的宽巷模糊度解算方法，其特征在 于，所述步骤4)中对所述双差倾斜电离层延迟和采用随机游走的方式进行处理 时，其历元间转换矩阵Φ:近似设置为单位阵，动态噪声矩阵设定为=CyAWcos(A)，其 中谱密度qIcm设置为〇. Im 2/s，Δ t为历元间时间间隔，Zk为电离层穿刺点位置的天顶角。
【专利摘要】本发明公开了一种BDS和GPS观测信息融合的宽巷模糊度解算方法。首先利用BDS的三频优势，单历元优先可靠固定BDS两个超宽巷(宽巷)组合模糊度；其次利用电离层延迟短期平稳变化特性，参数化BDS和GPS各卫星的倾斜电离层延迟值，利用电离层频率关系联立不同组合观测值(包含伪距)：其中，BDS包含三个频点的伪距观测值和两个模糊度己固定的超宽巷或宽巷观测值；GPS包含两个频点的伪距观测值和含有待估宽巷模糊度的宽巷观测值。利用共有的位置增量参数将上述观测信息进行融合，组成几何相关模型进行卡尔曼滤波。使用本发明所提出的方法，可显著提升双频系统尤其是低高度角卫星宽巷模糊度解算的精度和解算速度。
【IPC分类】G01S19/44
【公开号】CN105158782
【申请号】CN201510290260
【发明人】潘树国, 高旺, 高成发
【申请人】东南大学
【公开日】2015年12月16日
【申请日】2015年5月29日