的充电电容器Cu、充电电容器的阻抗X。非常小，使得在这种情况下忽略功率 检测器2的电压Ul、电压u2的这一AC电压分量会引起可忽略的误差。根据现有技术，已经 假定，对于高频测量值7,在充电电容器Cu、充电电容器中拾取的差分电压对应于输入功 率。
[0062]然而，对于非常低频的测量值7,几乎整个输入电压i同相地存在于充电电容器 cu、充电电容器Cu中。因此，对于功率计算不允许忽略共模分量。
[0063] 因此根据本发明，共模分量通过电压Ul、电压1!2的求和得以确定，并且差模分量通 过电压Ul、电压u2的差值形成得以确定并被考虑用于功率计1中的功率计算中。
[0064] 下面图5至图11示出了根据本发明的如图3中示出的功率计1的可替选实施方 式，用于形成总和七+叫以及差值!^-%。在单个附图的描述中，仅提及不同之处。
[0065] 图5更详细地示出了图3中图示的框图，其用于根据本发明的功率计1的第一实 施方式。根据图5,输入信号7首先施加到图3中已经示出的功率检测器2,其中根据本发 明，功率检测器2的信号电压Ul、信号电压u2用于分开且并行实施的总和的形成u以及 差值的形成
[0066] 根据图5,首先在第一信号路径15中实施功率检测器2的信号电压Ul的放大或衰 减以及数字化。对此并行且分开的，在第二信号路径16中实施功率检测器2的信号电压u2 的放大或衰减以及数字化。为此在每一种情况下，在第一信号路径15和第二信号路径16 中提供了放大器14和抗混叠滤波器（anti-aliasingfilter) 19。特别是，放大器14、放大 器14'表现为阻抗转换器，以通过下游连接的数字计算单元13排除功率检测器2的阻抗负 载和产生的信号Ul、信号1!2的失真。
[0067] 现在数字计算单元13形成了供给信号Ul和供给信号u2的总和u 以及还有差 值。为此，为每一条信号路径15、16提供模数转换器11，以将电压值Ul、电压值1!2数 字化。
[0068] 现在第一模数转换器11的输出端加到第二模数转换器11'的输出端上并在功率 计12的求和路径18上供给到平方单元3'。因此，沿着求和路径18引导电压Ul和电压u2 的共模分量。通过电压^和电压u2的总和u 的形成，在功率检测器2处下降的电压的 共模分量在充电电容器Cu、充电电容器的阻抗Xc中也被考虑用于功率计算。
[0069] 在平方单元3'中该共模分量转换成功率值。平方单元3'不同于图1或图2中的 平方单元3'并分别不同于通过检测器元件I、检测器元件V2的平方。产生的功率值p的 数值校正通过在平方单元3'中将产生的功率值除以参考阻抗Z。来实施，并且此外，还通过 校正单元21来实施，校正单元21通过校正因子1/2将求和路径18中的共模分量匹配到差 值?目号
[0070] 在并行且分开的第二信号路径16中，模数转换器11的输出信号加到模数转换器 11'的负输出信号（negatedoutputsignal)，这等效于这两个电压uJPu2的减法。通过 电压七和u2的差值的形成，输出电压ui、输出电压1!2的差模分量也可以并行于共模分量来 确定。差模分量经由减法路径19供给到功率值单元12。在该校正的框架内，等效输入功率 P被分配给电压值U，其中环境温度的影响、载波频率以及输入功率相对于检测器元件I、检 测器元件V2的线性传输特性的电平得以校正。
[0071] 求和路径18的功率分量与减法路径19的功率分量通过结合单元17组合。以这 种方式，尤其在低频的情况下，补偿了在确定电测量值7的功率8a中检测器元件的I、检测 器元件V2的功率不足。
[0072] 积分器5连接在结合单元17的下游，以获得平均功率值8a。在经典功率计中需要 积分器5,以仅仅减小噪声带宽并用于平均值的形成，根据本发明，积分器5还用来从所获 得的功率结果中去除双倍频率的测量值7的信号分量。
[0073] 考虑了功率检测器2的灵敏度的比例单元6连接在积分器5的下游。在理想的情 况下，比例因子K独立于频率和环境温度。
[0074] 原理上，根据图5,在两条分开并相互完全对称的信号路径15、信号路径16中将检 测器元件I、检测器元件V2的电压ui、电压u2放大并数字化。在数字计算单元13 (尤其是 数字信号处理器（digitalsignalprocessor，DSP))中，共模分量和差模分量通过加法和 减法分别形成，并且对共模分量进行平方。
[0075] 图6示出了根据本发明的图5的第一实施方式的功率计1的可替选实施方式。通 过与图5的不同，图6中的比例单元6连接在结合单元17的上游。这具有的优点是，可以 单独地确定并使用用于两条信号路径的校正因子。在这种情况下，各个比例因子K也可以 不同，使得利用比例因子K1的比例缩放可以连接在平方单元3'的下游，且利用比例因子K2 的比例缩放可以连接在功率值单元12的下游。
[0076] 图7示出了根据本发明的图5或图6的功率计1的可替选的示例性实施方式。通 过与图5或图6对比，在模拟电路中并且尤其在通过数字计算单元13来数字化的上游实施 电压Ui、电压112的总和的形成Ui+U；；、以及电压Ui、电压U2的差值的形成U「％。总和Ui+U；；和 差值Ul-U2在分开的信号路径15、信号路径16上被传输至数字计算单元13。
[0077] 如图7中所不，提供了第一差分放大器10和第二差分放大器10'。第二差分放大 器10'包括的放大率2·ν为第一差分放大器10的放大率的双倍。第二差分放大器10'形 成电压Ul、电压u2的差值ufU2，并经由第二信号路径16将这些信号传输至第二模数转换器 11'。
[0078] 第一差分放大器10在第一信号路径15中形成功率检测器2的输出w、输出112的 总和，并将这些信号传输至数字计算单元13的第一模数转换器11。为此，差分放大器10' 的负输入将经由电压分配器（2V-1) ·R施加的电压V· 供给到差分放大器10的输 出的R，使得总和电压V· (Ul+u2)在通过双倍放大2 ·ν放大的第二差分放大器10'处获得， 总和电压V· (1^+1?)被传输至数字计算单元13。
[0079] 在数字计算单元13中，总和电压V· (Ul+u2)和差分电压V· (Ul_u2)最初在分开的 信号路径15、信号路径16中被数字化。如图5或图6中，平方单元3'被引入到数字计算单 元13的求和路径18中，以将电压V· (Ul+u2)转换成功率值并将它换算成参考阻抗Z。。通 过与图5或图6的不同，图7中的总和电压Ui+叫的校正仅仅在平方单元3'之后发生，其 中校正因子1/4由于总和信号的平方而现在必须施加在校正单元20中，以将求和后的信号 ~+%的电平与差分电压u「u2的电平匹配。
[0080] 对应于图5或图6,差分电压V· (Ul_u2)的功率值转换通过功率值单元12发生在 数字计算单元13的减法路径19中。对应于图5或图6还实施了随后的组合与积分，使得 平均功率值8a可以在功率计1的输出端拾取，这补偿了在检测器元件％、检测器元件^中 发生的功率不足。比例单元6 (未示出）的操作对应于图5或图6。
[0081] 图8a示出了根据本发明的图7的功率计1的可替选的示例性实施方式。在图8a 中，如图7实施总和电压V·(++%)和差分电压V·〇!「％)的形成。通过与图7的不同，第 一信号路径15包括替代图7中示出的数字平方单元3'的模拟平方单元3'。
[0082] 图8b示出了模拟平方单元3'的示例性电路。利用模拟平方单元3'，对于第一模 数转换器11可以有利地用基本上更小的采样率来运算，这是因为第一ADC11必须仅仅能够 检测包络曲线中的波动以满足奈奎斯特准则（Nyquistcriterion)且非振荡本身。该采样 率的显著减小产生了显著的简化形式的ADC11并显著地降低了功率计的制造成本。
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