完美地同步。此外，需要在浮置电压域外面发射来自采集单元130的数据。
[0020]在许多应用中且特别是在涉及到触摸屏和接近检测的情况下，必须同时地或连续地测量大量的电容器。为了跟踪滑动的手指的移动，例如，触摸屏必须能够在短时间帧内获取所有电容器25的值。测量电路然后可包括用于测量许多电容器的并联的多个采集链或采集电路130。可在每个测量电路前面添加复用器127以便一个接一个地连续地对不同的输入电极进行寻址，如图5中所示。在采集链前面的复用器127允许按每个采集链连续地对多个输入端进行寻址，从而减少将在芯片上实现的采集链的数目。
[0021]可选输入复用器127之后的采集链的第一块是电荷放大器126。电荷放大器126的输出电压展示出与施加于浮置接地节点85的电压变化(浮置电压VF或保护电压)同步且成比例的电压变化。电荷放大器126的输出电压的变化也与要检测的输入电容(Cin_l、Cin_2、……、Cin_N)成比例，并且因此是感兴趣信号。A/D 128的目的则明确地是测量电荷放大器126的输出电压变化。优选地应在浮置源域中测量电荷放大器126的输出电压(图
4中的Vout_l、Vout_2......Vout_N)的此变化，因此是相对于浮置接地(保护、V+或V-)。
必须注意的是现代触摸用户接口对模拟/数字转换器128要求非常高的分辨率。具有16位或者甚至更高的分辨率的转换器并不罕见。
[0022]由于由电荷放大器126生成的信号是可变的，所以优选地用适当的检测手段将其转换成与其振幅成比例或指示其振幅的值。该检测将根据情况而改变，并且预期是与调制信号的性质相关。然而，优选地，检测将与激励源同步，选择性地接受与激励电压同步的电容信号，并抑制并未与激励电压同步的不期望干扰。
[0023]如果例如将激励源80布置成在浮置接地节点VF上生成正弦信号，则可以用适当的解调方案来检测电荷放大器126的输出端处的正弦信号的峰峰振幅，例如通过将输出信号乘以正弦输入信号并进行低通滤波以便消除谐波。
[0024]如果另一方面将激励源80布置成在浮置接地节点VF上生成方波信号，则可以检测并且测量电荷放大器126的方波输出信号(Vout_l、Vout_2......Vout_N)的振幅，例如通过将上升沿和下降沿的振幅量化。可以单独地对上升和下降沿进行量子化，或者在模拟域中加和并量子化。可以有不同的选项以执行检测，在模拟域和数字域两者中。
[0025]然而，无论如何将输入电容器(Cin_l、Cin_2、……、Cin_N)转换成电荷放大器126
的输出电压(Vout_l、Vout_2......Vout_N)的电压变化，此测量将受到多个噪声、即扰动的影响，特别是但并非排他性地:
电路的热噪声，基本上由于电阻器(4 k T R噪声)、放大器的M0S晶体管(4 k T/gm噪声)、开关(导致k T/C噪声)而引起。这是具有近似平坦噪声谱密度(白噪声)的宽带噪声，以及
干扰信号、親合到电极的寄生信号，例如由于50/60 Hz电力网而引起、由于电池充电器而引起的寄生?目号。
[0026]使这些扰动衰减的有效方式是重复测量多次，并且以比目标帧速率明显更快的速率，并对此过采样结果求平均以便滤出扰动信号并获得具有较少噪声和较低带宽的信号。求平均可以是直接(未加权)求平均(样本的和除以样本的数目)或加权求平均(不同样本在求平均时具有不同权值)。
[0027]在任何情况下，此平均对应于低通滤波器。为了减小滤波器带宽并因此消除大部分扰动，期望的是在调制信号(对浮置接地进行调制的信号)的许多循环内对测量求平均。然后带宽事实上与平均调制循环的数目成反比。
[0028]因为通过求平均，测量的总持续时间与调制循环的数目乘以调制循环的周期成比例，并且带宽与总测量时间成反比，所以存在一方面的转换速率或帧速率与另一方面的窄带外面的外部扰动抑制之间的权衡。所使用的滤波器的拐角频率不能低于帧速率。
[0029]可以以不同的方式来完成不同调制循环内的电荷放大器126的输出信号(Vout_l、Vout_2......Vout_N)的变化的求平均。在本发明的范围内，所使用的滤波器可以是任何适当的低通滤波器，无论其是模拟滤波器、离散时间模拟(开关电容器)滤波器、数字滤波器还是其组合。
[0030]在图6中图示出第一示例性解决方案；此第一解决方案包括在模拟域中执行电荷放大器126的输出的求平均160且然后执行模数转换161。这种解决方案的缺点是用模拟低通滤波器在窄带宽上实现此求平均要求大的电容器和电阻器和因此大的面积。另一缺点是其要求高分辨率ADC，也导致大的面积。
[0031]在图7中图示出第二示例性解决方案；此第二解决方案包括首先执行电荷放大器126的输出的模数转换170，并且然后在数字平均块171内执行数字域内的求平均。此第二解决方案的优点是可以用低硅面积高效地实现数字滤波。然而，不利地仍要求高分辨率ADC。
[0032]第三示例性解决方案是使用Δ Σ模数转换器(ADC转换器)或增量型ADC以便执行模数转换。这些类型的ADC转换器由于其用相对低的硅面积实现高分辨率的能力而尤其适合于此应用。这些类型的转换器也可以包括同时地执行所需求平均的数字后置滤波器。在图8中图示出第三解决方案的示例，使用一阶Σ Λ调制器181 ;然而，将理解的是可以用高阶Σ Λ调制器。增量型ADC将同样构造，然而，与同时地对波形进行转换的Σ AADC相反，增量型ADC对预定数目的单独样本进行转换且然后被重置。
[0033]首先用检测单元182来提取每个调制循环处的电荷放大器126的输出的变化，诸如峰峰振幅或电压边沿。然后用积分器183 (其优选地是也在调制频率下操作的开关电容器积分器，但是将理解的是可以使用其它类型的积分器)对此检测单元182的输出求积分。然后用粗量化器184 (比较器或比较器组)将此积分器183的输出转换成以与调制速率相同的速率产生的小数字代码(1位或非常有限的位数)。这些代码然后被数模转换器185转换回模拟并从对应于电荷放大器的输出电压变化(检测单元182的输出)的输入信号中减去。
[0034]由于到积分器183的输入端的反馈环路，迫使输出代码至少针对低频率与输入信号匹配。这意味着在低频率下ΣΔ环路的输出代码是电荷放大器的输出电压变化的良好表示。然后使用滤波器186对输出代码进行滤波。因此，通过使用滤波器186对输出代码进行滤波，或者通过对来自ΣΔ环路的输出代码求平均(求平均事实上是滤波的特定情况)，一个人获得表示电荷放大器输出电压变化的平均(或低通滤波)值且因此表示输入电容器的数字输出代码。因此同时地执行平均和ADC转换。
[0035]这种方法的优点是其不要求非常大的电容器以便累积对应于电荷放大器的输出电压变化的信号。事实上，一旦累积信号超过给定水平，则用反馈路径减去对应于输出代码的量。用此事实，即使在大量的样本之后也累积有限量的信号，因为反馈环路设法避免积分器的饱和。因此，此累积不要求巨大的电容器和硅面积。
[0036]另一优点是其能够用非常粗的量化器来实现非常高的分辨率，在极端处具有每次产生一位的简单比较器。事实上，例如通过在65536个循环上累计输出位，可以获得16位分辨率输出代码。对于量化器而言不要求高精度，因为误差被反馈环路补偿。
[0037]在任何情况下，无论用于求平均的所选方法是什么，以模拟还是数字方式还是用Σ Λ调制器混合，效果是将减小用于噪声和干扰信号的带宽，并且此带宽随着平均调制循环的数目成反比地减小。
[0038]求平均方法是非常高效的，通过减小其有效带宽来抑制热噪声。然而，相对于干扰信号的改善并不这么简单。虽然事实上大多数干扰信号被严重衰减，提供良好的总体改善，但落到有效带宽中的某些干扰信号可能被非常弱地衰减或几乎未衰减。这对于等于调制频率(fmod)的频率或与之非常接近的频率下的扰动而言或者另外最后对于接近于调制频率的谐波(尤其是奇数阶的谐波)的频率而言尤其如此。
[0039]图9图示出其中扰动电压Vperturb正在扰动要检测的电容器Cin的左电极190上的电压的情况。此左电极190的电压应理想地是外部接地的电压；然而，扰动电压使其电压水平移位至Vperturb。随着内部接地或浮置接地被电压源Vin (其为具有调制频率(fmod)的调制电压信号)相对于外部接地移动，一个人可以认为相对于浮置接地在Cin上施加的有效电压因此是Vin - Vperturb而不是‘标称’Vin值。如果扰动电压具有处于与调制信号Vin的