一种压阻式压力传感器的补偿电路的制作方法

本发明涉及一种压阻式压力传感器的补偿电路，适用于传感器领域。

背景技术：

传感器技术是现代信息社会中夺人眼球、发展迅速的一种高科技技术，是获取信息获取科学与技术的关键。传感器作为连接自然界的物理量与电信号之间的窗口，通过一定的规律把需要的被测自然界信息按一定线性比例转换为能够用于数字信号处理器或者单片机等进行处理的可测量信号。传感器作为测量系统中的主轴，是系统得以准确完成测量和处理任务的关键要素。而在近几十年来，传感器的检测技术的发展与信息处理和传输技术的发展严重不匹配，从而成为信息技术发展的难点。因此，传感器在信息社会的这一关键地位是促使大量技术研究人员不断攻坚的主要因素。

利用硅材料的压阻效应原理制造而成的压阻式压力传感器，经过多年的发展，已成为一个为工业和医疗等方面提供检测的重要设备。压阻式压力传感器与之前较为传统的压力传感器比较，其具有精度高、灵敏度高、动态响应快、稳定性好、尺寸小、成本低等特点。但由于硅材料的温度特性会对传感器的灵敏度和测量精度产生很大的影响，所以，对压阻式压力传感器的输出信号进行温度补偿是一个值得关注的重要课题。其补偿电路一般由PTAT，电流源、放大电路和激光修调电阻组成。这些补偿方式较为传统和简单，传统的传感器补偿，主要是集中在零点和温漂的补偿上。传感器的零点漂移可通过在惠斯通电桥上串联或并联温度敏感元件(如：热敏电阻、二极管)的方法来解决。使用这种原理性的原始补偿方法会有类似于如下的缺点：激光修调电阻设备价格昂贵、使用效率低下、操作复杂、精度不高和补偿电阻也并不是在温度变化时不产生漂移的等。因此设计一种工作稳定、操作简单、精度高、成本较低的补偿电路很有必要。

技术实现要素：

本发明提供一种压阻式压力传感器的补偿电路，电路工作稳定、操作简单、精度高、成本较低，适应性好，克服了传统补偿器价格昂贵、使用效率低下、操作复杂、精度不高的缺点。

本发明所采用的技术方案是：

本电路是利用数模转换器的静态应用，作为控制电路来代替传统补偿方法中修调电阻的作用。利用DAC和存储器在模拟通路处理信号并代替了修调电阻的功能，将DAC产生的调整量辅以一些功能电路来对传感器信号进行补偿。为使传感器输出信号更加线性化和在电路中可以调节增益这两个目标，可以将传感器原始输出信号放大后与DAC产生的补偿信号相加后的信号反馈到前置放大器中来。

信号补偿电路的主要结构包括偏置产生电路、带隙基准电路、前置放大器OP1,输出放大器OP2、满量程范围调节及满量程温度系数补偿核心电路、DAC1、 DAC2、零点温度系数补偿核心电路。

所述带隙基准源电路是在Widlar带隙基准的基础上修改而成的。在电源电压波动时，增加的Q3, Q5和Q6的部分通过一个负反馈环路使得输出电压稳定。

所述偏置电压电路的作用是提供合适的偏置电压或电流给本文中的各个放大器、数模转换器和温度补偿电路等模块，并使电路的工作状态稳定。Rl, R2, Q1和Q2组成一个Widlar电流源(微电流源)电路，Q2发射极上串连一个电阻R2，如果R2≠0，则Ql和Q2工作在不同的基极一发射极电压下。Q3, Q4, Q5, R3, R4和R5组成一个以VBE为基准的电流源，为了使Q5中有电流流过，Q4和R3上必须有足够的电流流过。

所述前置放大器由Q1和Q2组成输入差分对，Q3和Q4作为电流源负载，R3和R4确定Q3和Q4支路的电流，Q8和Q9作为缓冲级，并由两个电流源进行偏置。Q13和Q14作为Q10和Q12的电流源负载。Q11的作用是使Q1和Q2支路的电流不至于过大而导致R2控制端电压与R1端电压相差过大，造成差分输入管的不对称。输出管Q12使用射随器的结构，使电路能够提供很低的输出阻抗。

所述输出放大电路中，输入差分对由Q1和Q2组成，Q3和Q4作为Q1和Q2的电流源负载，Q8和Q9作为缓冲级，Q6和Q7作为电流源对其进行偏置。Q10与Q9一起构成二级电压跟随器，利用PNP-NPN互补管来实现直流电平移动。还可以增加输入阻抗和提高前级增益。Q11～Q13为输出管Q14提供偏置电流。Q13和Q14组成Class A的结构，以牺牲功率为代价，保证所放大的信号尽可能的不出现失真，和具有很高的线性度和较大的摆幅。为了使放大器能够稳定工作，在Q9的基极和Q14的集电极之间跨接R6和C1，作为频率补偿之用。

所述放大器A1在Q8的基极施加负反馈，环路增益足够大，使A1的差动输入电压变小，得到VA≈2.5V。 DAC1控制Q6和Q7支路的电流，若DAC1控制流过Q6的电流I6变大，A1使Q8的基极电压C点电位升高，从而保持A点电位近似为2.5V。 B点电位的温度系数随DAC1输出电压改变而改变。而A点的温度系数和电压值一直保持不变。DAC2控制Q5的电流I5，并且通过放大器A2钳位Q3集电极电位，控制流过R1支路的电流。若DAC2输出增大，R1支路电流减小，使Q2支路电流增大，因为Vt不变，致使Vc电压减小。

所述零点失调温度系数补偿电路由放大器A1、晶体管Q1、电阻R1和电阻R3组成。在温度为常温的时候，由于Vo是被精确调到2.5V这个电压值上，可知电阻R3上的压降为0。而当温度变化导致Vo的值比2.5 V小的时候，Vol的电压值升高，Q1开启，Vol驱动DAC4的NPN管工作，产生电流Ie。此时的Vo2电压直接被拉到电源电压，Q2关断，DCA4中的PNP管不工作。这个时候的DAC4的基准电压是参考电压Vol。

本发明的有益效果是：构紧凑，加样精度高、速度快，适应性好，取代了传统的移液器，提高了加样效率，解决了多针头加样针头浪费的问题，缩短了芯片检测分析周期。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是本发明的补偿电路整体结构图。

图2是本发明的带隙基准源电路图。

图3是本发明的放大器的偏置电路图。

图4是本发明的前置放大电路。

图5是本发明的输出放大器。

图6是本发明的满量程补偿与其温度系数补偿电路。

图7是本发明的零点失调温度系数补偿电路。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图1，惠斯通电桥检测的电压Vin通过OP1进行放大，DAC1和DAC2的电压作用于满量程及其温度系数补偿核心电路，输出一个可调的增益补偿电流Ic来调节OP1的增益，最后产生一个带温度补偿的放大电流I1；而DAC3产生的一个补偿零点失调的电流I2与DAC4、DAC5和零点温度系数补偿核心电路等产生的一个补偿零点温漂的电流I3相加之后再与I1相加，得到一个经过温度补偿和失调补偿之后的电流Io。通过反馈电阻Rf，这个补偿电流经过OP2转换为补偿后的输出电压Vout。

如图2，带隙基准源电路是在Widlar带隙基准的基础上修改而成的。在电源电压波动时，增加的Q3, Q5和Q6的部分通过一个负反馈环路使得输出电压稳定。

如图3，偏置电压电路的作用是提供合适的偏置电压或电流给本文中的各个放大器、数模转换器和温度补偿电路等模块，并使电路的工作状态稳定。Rl, R2, Q1和Q2组成一个Widlar电流源(微电流源)电路，Q2发射极上串连一个电阻R2，如果R2≠0，则Ql和Q2工作在不同的基极一发射极电压下。Q3, Q4, Q5, R3, R4和R5组成一个以VBE为基准的电流源，为了使Q5中有电流流过，Q4和R3上必须有足够的电流流过。

如图4，前置放大器由Q1和Q2组成输入差分对，Q3和Q4作为电流源负载，R3和R4确定Q3和Q4支路的电流，Q8和Q9作为缓冲级，并由两个电流源进行偏置。Q13和Q14作为Q10和Q12的电流源负载。Q11的作用是使Q1和Q2支路的电流不至于过大而导致R2控制端电压与R1端电压相差过大，造成差分输入管的不对称。输出管Q12使用射随器的结构，使电路能够提供很低的输

出阻抗。

如图5，输入差分对由Q1和Q2组成，Q3和Q4作为Q1和Q2的电流源负载，Q8和Q9作为缓冲级，Q6和Q7作为电流源对其进行偏置。Q10与Q9一起构成二级电压跟随器，利用PNP-NPN互补管来实现直流电平移动。还可以增加输入阻抗和提高前级增益。Q11～Q13为输出管Q14提供偏置电流。Q13和Q14组成Class A的结构，以牺牲功率为代价，保证所放大的信号尽可能的不出现失真，和具有很高的线性度和较大的摆幅。为了使放大器能够稳定工作，在Q9的基极和Q14的集电极之间跨接R6和C1，作为频率补偿之用。

如图6，放大器A1在Q8的基极施加负反馈，环路增益足够大，使A1的差动输入电压变小，得到VA≈2.5V。 DAC1控制Q6和Q7支路的电流，若DAC1控制流过Q6的电流I6变大，A1使Q8的基极电压C点电位升高，从而保持A点电位近似为2.5V。 B点电位的温度系数随DAC1输出电压改变而改变。而A点的温度系数和电压值一直保持不变。DAC2控制Q5的电流I5，并且通过放大器A2钳位Q3集电极电位，控制流过R1支路的电流。若DAC2输出增大，R1支路电流减小，使Q2支路电流增大，因为Vt不变，致使Vc电压减小。

如图7，由放大器A1、晶体管Q1、电阻R1和电阻R3组成。在温度为常温的时候，由于Vo是被精确调到2.5V这个电压值上，可知电阻R3上的压降为0。而当温度变化导致Vo的值比2.5 V小的时候，Vol的电压值升高，Q1开启，Vol驱动DAC4的NPN管工作，产生电流Ie。此时的Vo2电压直接被拉到电源电压，Q2关断，DCA4中的PNP管不工作。这个时候的DAC4的基准电压是参考电压Vol。