温度检测电路及使用其的植入式医疗装置的制作方法

本实用新型属于植入式医疗装置领域，尤其是涉及一种温度检测电路及使用其的植入式医疗装置。

背景技术：

在植入式医疗器械中，神经刺激器通过对靶点神经进行慢性电刺激，有效控制功能性神经疾病和精神疾病的症状，常见的植入式医疗器械诸如用以治疗心脏心律不齐的起搏器、用以治疗心脏纤维性颤动的除颤器、用以治疗眼盲的视网膜刺激器、用以产生协调肢体运动的肌肉刺激器等。

一般来说，植入式神经刺激器的组件包括刺激芯片、刺激控制器、无线通信模块、电压转换模块、无线充电模块、电池等。植入式神经刺激器在正常工作时会消耗电能，功能越多消耗电能也会越多。正常情况下电量为 5000mAh的电池可以使用5年时间，若电池电量耗尽则需重新手术更换刺激器，更换刺激器一方面增加患者的痛苦，另一方面也增加患者财务负担。

为了解决上述问题，支持无线充电的植入式刺激器成为了研究热点，该装置可以无需更换电池直接充电，减轻患者财务负担，也大大避免了患者二次手术带来的痛苦。同时，由于其电池体积小，可无线充电带来的便捷增加了刺激器的监测项目，可以使医护人员更好了解患者情况，实现更好的治疗效果。

无线充电的电能在传输过程中会有能量损失，其中一部分能量以热能形式释放，带来的问题就是导致人体植入刺激器的部位温度升高。若该温度持续增长且超过人体温度一定数值会使人体感到不舒服，极端情况还可能损坏人体组织；为了实现温度监测，现有技术中一般通过在PCB中集成热敏电阻作为温度检测，但由于热敏电阻误差大且容易吸收电流，降低了温度监测精确度的同时也增加了电池的负担，并且热敏电阻作为外部器件，存在容易受到器械损伤的可能性，并且占据空间较大，不利于制作更小的植入装置。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本实用新型提出了一种温度检测电路，所述温度检测电路包括：

温度传感电路，被配置为获取随温度变化的温度电压；

基准电流生成电路，包括电流源以及与所述电流源的输出端相连接的温度系数调节电路，所述温度系数调节电路被配置为将所述电流源生成的电流调节为温度系数为零的基准电流；

修调电路，包括第一镜像电路，所述第一镜像电路被配置为将所述基准电流呈比例地镜像修调为修调电流；

电压生成电路，包括基准电压电路、阈值电压电路和第二镜像电路，所述第二镜像电路被配置为将所述修调电流镜像至所述基准电压电路和阈值电压电路以生成温度系数为零的基准电压和与第一阈值温度对应的阈值电压；

比较电路，被配置为将所述温度电压与阈值电压相比较，若所述温度电压大于阈值电压，则输出第一控制信号，若所述温度电压小于等于阈值电压，则输出第二控制信号。

作为本发明的进一步改进，所述温度系数调节电路包括第一支路和第二支路，所述第一支路配置有第一MOS管和第一双极性晶体管，所述第二支路配置有第二MOS管和第二双极性晶体管；其中，所述第一MOS管和第二MOS管的输出端分别对应连接于第一双极性晶体管和第二双极性晶体管的输入端。

作为本发明的进一步改进，所述温度系数调节电路还包括第三支路，所述第三支路配置有连接于所述第一MOS管的输出端和温度检测电路的接地端之间的第一调节电阻；所述第一支路上配置有连接于所述第一MOS管的输出端和第一双极性晶体管的输入端之间的第二调节电阻，通过改变所述第一调节电阻和第二调节电阻的阻值以调节所述基准电流的温度系数。

作为本发明的进一步改进，所述第一MOS管和第二MOS管的栅极的面积比设置为第一预设面积比。

作为本发明的进一步改进，所述第一双极性晶体管和第二双极性晶体管的发射极的面积比设置为第二预设面积比。

作为本发明的进一步改进，所述第一镜像电路包括第一修调晶体管和第二修调晶体管，所述第二修调晶体管的栅极对应连接于所述第一修调晶体管的栅极。

作为本发明的进一步改进，所述修调电路通过并联多个所述第二修调晶体管以改变所述第二修调晶体管与第一修调晶体管的晶体管数量比，以将所述基准电流呈比例地镜像修调为修调电流。

作为本发明的进一步改进，所述阈值电压电路包括阈值电阻，所述阈值电阻设置为可调电阻以配合所述修调电流生成相应的阈值电压。

作为本发明的进一步改进，所述阈值电压电路还包括被配置为生成迟滞电压的迟滞电路，所述第二控制信号生成后激活迟滞电路使所述阈值电压转换为与第二阈值温度对应的迟滞电压，并将与所述温度电压与迟滞电压通过比较电路进行比较，若所述温度电压小于等于迟滞电压，所述比较电路持续输出第二控制信号，若所述温度电压大于迟滞电压，所述比较电路输出第一控制信号。

作为本发明的进一步改进，所述迟滞电路包括迟滞电阻，所述第二控制信号激活迟滞电路后，所述迟滞电阻接入所述阈值电压电路，配合所述修调电流生成迟滞电压。

作为本发明的进一步改进，所述比较电路包括滤波电路和电压比较器，所述滤波电路的输出端连接于电压比较器的输入端，所述滤波电路用以去除进入所述电压比较器中电压的瞬态信号并使电压的值平滑化。

作为本发明的进一步改进，所述电压比较器的输出端串联有两个电压反向器，对所述电压比较器的输出信号进行整形和平衡信号延时。

作为本发明的进一步改进，所述温度检测电路还包括启动电路，所述启动电路包括第一开关MOS管和第二开关MOS管，当所述第一开关MOS 管导通后，所述基准电流生成电路导通，进而使所述第二开关MOS管导通；其中，所述第二开关MOS管导通后使第一开关MOS管关闭，从而关闭所述启动电路。

作为本发明的进一步改进，所述温度传感电路包括感温元件，所述感温元件被配置为集电极与基级相连接的三级管集合。

作为本发明的进一步改进，所述第二镜像电路还被配置为将所述修调电流镜像至所述温度传感电路，以配合所述三级管集合生成温度电压。

进一步的，本实用新型还提出了一种植入式医疗装置，包括具有无线充电功能的充电模块，所述充电模块包括通信连接的控制单元和温度检测单元，所述温度检测单元包括如上中任一所述的温度检测电路，当所述温度检测单元检测到当前温度小于第一阈值温度时，所述控制单元控制充电模块开启无线充电功能；当所述温度检测单元检测到当前温度大于等于第一阈值温度时，所述控制单元控制充电模块关闭无线充电功能。

作为本发明的进一步改进，所述温度检测单元包括迟滞比较单元，当所述充电模块关闭无线充电功能时，所述迟滞比较单元将第一阈值温度转换为第二阈值温度；当所述温度检测单元检测到当前温度大于等于第二阈值温度时，所述控制单元控制充电模块保持关闭无线充电功能；当所述温度检测单元检测到当前温度小于所述第二阈值温度时，所述控制单元控制无线充电模块开启无线充电功能。

技术效果：本实用新型提出的温度检测电路，通过基准电流生成电路生成温度系数可调的基准电流，再通过修调电路的第一镜像电路和电压生成电路的第二镜像电路将基准电流成比例的镜像至基准电压电路和阈值电压电路中以对应生成不受温度变化影响的基准电压和阈值电压，使比较电路的比较结果更为精确的同时也降低了整个电路的能耗。

附图说明

图1是本实用新型一实施例中温度检测电路的电路图；

图2是本实用新型一实施例中阈值电压与温度电压比较电路的电路图；

图3是本实用新型一实施例中迟滞电压与温度电压比较电路的电路图；

图4是本实用新型一实施例中电压与温度的对应关系示意图；

图5是本实用新型一实施例的控制流程图。

具体实施例

为了使本技术领域的人员更好地理解本实用新型中的技术方案，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本实用新型保护的范围。

以下详细描述本实用新型技术方案的具体实施例：

本实用新型提出了一种植入式医疗装置及其集成电路中的温度检测电路。

具体的，参图1和图2所示，本实用新型提出的温度检测电路包括有用于获取温度电压Vsense的温度传感电路100、生成基准电流Iref的基准电流生成电路200、生成修调电流Io的修调电路300、生成基准电压Vbg和阈值电压Vref的电压生成电路400以及将温度电压Vsense与阈值电压Vref的电压值进行比较的比较电路500，若温度电压Vsense大于阈值电压Vref，则输出第一控制信号Vo1，若所述温度电压Vsense小于等于阈值电压Vref，则输出第二控制信号Vo2。

结合图1的电路图，对本实用新型中的温度电压Vsense、基准电流 Iref、基准电压Vbg、阈值电压Vref的生成做进一步说明：

其中，温度传感电路100包括相互串接的感温元件，本实施例中的感温元件被配置为集电极与基级相连接的三极管Q3和Q4，Q3的发射极连接于 Q4的集电极，根据三极管的特性，当温度发生变化时，三极管的正向压降随温度的升高而下降，即温度升高时，温度电压Vsense下降。

基准电流生成电路200包括电流源以及与电流源的输出端相连接的温度系数调节电路，同时，温度系数调节电路包括第一支路210、第二支路220 以及第三支路230。

进一步的，电流源包括设置在第三支路230的PM2、PM3，设置在第一支路210的PM4、PM5以及设置在第二支路220的PM6、PM7，其中PM2 与PM4、PM3与PM5、PM4与PM6、PM5与PM7为电流镜，上述电流镜共同将基准电流Iref镜像至第一支路210、第二支路220和第三支路230中，使各支路中的电流更加稳定，同时也降低了基准电流生成电路200的整体功耗。

温度系数调节电路包括设置在第一支路210的第一MOS管NM5、第一双极性晶体管Q1以及第一调节电阻R5，设置在第二支路220的第二MOS 管NM6、第二双极性晶体管Q0，设置在第三支路230的第二调节电阻R4；其中，NM5的源极经过R5与Q1的集电极相连接，NM6的源极连接与Q0 的集电极，同时R4连接与NM5的漏极与接地端之间。

具体的，基准电流Iref的推导过程如下：

其中，NM5与NM6均为NMOS晶体管，Vgs5表示NM5的栅极Vg到源极V1的电压差，Vgs6表示NM6的栅极Vg到源极Vbe0的电压差，Vth 表示与NMOS晶体管的额定开启电压，同时，K＝0.5*μ*Cox，K表示跨到系数，该数值一般与工艺相关，W表示晶体管的沟道宽度，L表示晶体管的沟道长度。

进一步的，第一MOS管NM5和第二MOS管NM6的栅极的面积设置有第一预设面积比，本实施例中，第一预设面积比设置为1:2，故在电流镜PM2与PM4、PM3与PM5、PM4与PM6、PM5与PM7的作用下，第一支路210和第三支路230的电流为Iref，第二支路220的电流为2Iref。

同时，由公式(1)可进一步推导出：

Vgs5＝Vgs6，V1＝Vbe0 (2)

进一步的，第一双极性晶体管Q1和第二双极性晶体管Q0为三极管，且第一双极性晶体管Q1和第二双极性晶体管Q0的发射极面积设置有第二预设面积比，本实施例中，第二预设面积比值设置为24:1，根据三极管的电流特性，可得：

其中，Iq1表示Q1的发射极电流，Iq0表示Q0的发射极电流，Is代表三极管的正向放大区中的晶体管传输特性常数，VT表示热电压值，且 VT＝kT/q，k是玻尔兹曼常数：k＝1.38*10^-23J/K，q是电荷电量： q＝1.6*10^-19库伦，T表示当前的温度(开尔文温度)。

根据公式(3)可得出：

进而推导得出：

Vbe0-Vbe1＝VT*ln24 (4)

参考第一支路210并结合公式(4)可得出Iref的推导公式：

在公式(5)中，Vbe0的电压与温度成反比，以约-2.0mV/℃的速率随温度而变化，由热电压公式可知VT与温度成正比，故通调节第一调节电阻 R5和第二调节电阻R4的电阻值可以调整Iref的温度系数，最终实现Iref温度系数为零，即不随温度变化而变化的效果；具体的，R4和R5的选值除限制Iref的温度系数外，还要保证整个电路的低功耗，进而降低电池的功耗，在本实施例中，选择R4＝2.4MΩ，R5＝350kΩ，最终得出基准电流 Iref＝250nA。

进一步的，修调电路300包括第一镜像电路，第一镜像电路被配置为将基准电流Iref呈比例地镜像修调为修调电流Io，其中，Iref与Io的比例系数设置为a，且Io＝a*Iref。

具体的，第一镜像电路包括第一修调晶体管和第二修调晶体管，本实施例中第一修调晶体管包括设置为NMOS管的NM7和NM8，第二修调晶体管包括设置为NMOS管的NM9和NM10；其中，NM9和NM10的栅极对应连接于NM7和NM8的栅极，且NM7和NM8的漏极和栅极相连接，通过修改 NM9和NM10晶体管的数量，改变NM9：NM7和NM10：NM8的比例关系，从而影响比例系数a的值，进而将基准电流Iref修调为修调电流Io，本实施例中选用a＝2，及Io＝2Iref。

进一步的，电压生成电路400包括基准电压电路、阈值电压电路和第二镜像电路；其中第二镜像电路包括PM12、PM13、PM14、PM15、PM16和 PM17，通过第二镜像电路将修调电流Io镜像至基准电压电路、阈值电压电路以及温度温度传感电路100，以对应生成基准电压Vbg、阈值电压Vref和温度电压Vsense。

通过使用电流源的电流镜、第一镜像电路和第二镜像电路镜像基准电流 Iref和修调电流Io，一方面使整个电路构成简单，更容易集成化，另一方面也能获得比较稳定的像电流，同时也降低了电路的功耗。

进一步的，基准电压电路上配置有电阻R7，当基准电压电路上的修调电流Io流过R7时，产生基准电压Vbg，即：

其中a＝2，结合公式(5)和公式(6)可知，由于Iref的温度系数可调，且电阻R7具有温度系数，通过调整R4和R5的阻值进而将Iref的温度系数与R7的温度系数相匹配，最终使基准电压Vbg的温度系数为0，即使基准电压Vbg的电压值不受温度变化的影响，始终保持恒定，以便校准。

阈值电压电路配置有电阻值可调的阈值电阻R8，为了使阈值电压Vref 更为准确，阈值电阻R8采用6位修调，且修调精度±1mV，在受到温度变化影响时相当于温度修调精度±0.25℃。

在本实施例中，R8与接地端之间通过开关NMOS管NM11连接，当比较电路500输出第一控制信号Vo1时，NM11为开启状态，即：

同样的，在本实施例中，a＝2，与基准电压Vbg原理相同，由于Iref的温度系数可调，再根据R8具有的温度系数，结合调整R4和R5的阻值进而将Iref的温度系数与R8的温度系数相匹配，最终使阈值电压Vref的温度系数为0，即使阈值电压Vref抗扰动能力更强，其电压值不会受温度变化的影响，增加了温度检测电路温度比较结果的准确性，减少了温度漂移量。

其中，由于基准电压Vbg的电压值为通过基准电压生成电路配合修调电流Io生成的不随电源电压和温度变化的电压，可连接外部PAD用于测试和修调，而阈值电压Vref相当于基准电压Vbg成比例的复制电压，直接用于比较电路500中与温度电压Vsense进行比较，若外接PAD测试可能会受到干扰。

又由于通过将PM12和PM14、PM13和PM15做匹配处理，使得阈值电压Vref相对于基准电压Vbg的偏差控制在±1％以内，且阈值电压Vref的剩余偏差可以通过阈值电阻R8调整到精确值。同时，基准电压Vbg由于电路中元器件的工艺所造成的偏差可能会达到±25％，因此需要通过调整NM9 和NM10的个数使基准电压Vbg的偏差控制在±1％以内，在修调基准电压 Vbg时，可通过测试PAD与外部相连直接进行修调。

进一步的，阈值电压电路还包括有被配置为生成与第二阈值温度相对应的迟滞电压Vref_hys的迟滞电路，迟滞电路包括迟滞电阻，本实施例中的迟滞电阻设置为R9和R10，当比较电路500输出第二控制信号后，迟滞电路被激活，NM11变为关闭状态,此时迟滞电阻R9和R10接入阈值电压电路中并与阈值电阻R8相串接，共同配合修调电流Io生成迟滞电压Vref_hys，此时，迟滞电压Vref_hys为：

Vref_hys＝a*Iref*(R8+R9+R10) (8)

具体的，迟滞电阻R10两端还并联有控制开关NM12，控制开关NM12 设置为NMOS管，可根据实际选调需要，通过系统寄存器连接其栅极并通过输出高电平或低电平选择NM12是否开启，从而实现是否短接R10以改变迟滞电压Vref_hys的电压值。

进一步的，本实用新型提出的温度检测电路还包括有启动电路，启动电路包括第一开关MOS管NM0和第二开关MOS管NM1。

具体的，当Vdd上电后，经过R1为第一开关MOS管NM0的栅极提供高电平电压，使NM0导通，进而拉低Vb1的电压，使PM1、PM2、PM4、 PM6和PM8导通，当PM1导通后为NM3和NM2的栅极提供高电压，使 NM3和NM2同时导通，又由于NM2导通，拉低了Vb0的电压，从而使 PM0、PM3、PM5、PM7和PM9导通；由于PM4、PM5、PM6和PM7均导通，从而拉高Vg电压，使NM5和NM6导通，开始生成基准电流Iref，同时由于第二开关MOS管NM1的栅极接入高电压，从而使NM1导通，Q2设置为P沟道三极管，且处于导通状态，故NM1导通后，第一开关MOS管 NM0的栅极电压被拉低，从而使NM0断开，使启动电路关闭。

通过设置启动电路，减少了温度检测电路的功耗，同时第二开关MOS 管NM1保持开启，R1作为限流电阻，为了降低电池功耗，本实施例中选用 10MΩ的阻值。

进一步的，本实施例中的比较电路500包括电性连接的滤波电路510和电压比较器520；其中，滤波电路510设置为低通滤波器LPF，用于去除进入比较电路500的温度电压Vsense、阈值电压Vref以及迟滞电压Vref_hys 的瞬态信号并使电压值平滑化；由于低通滤波器LPF是无源器件，因此不消耗功率，比较电路500中的电压比较器520由于对转换速度要求不高，因此可以采用低功耗比较器，进而降低整个温度检测电路的功耗。

进一步的，比较电路500还设置有两个电性连接与电压比较器520的输出端的电压反向器530，将电压比较器520的输出结果经过两个电压反向器 530，可对电压比较器520的输出信号起到整形和平衡信号延时的作用。

结合图2、图3和图4所示，对本实施例中具体的温度检测过程进行进一步说明：

将阈值电压Vref调节为与第一阈值温度对应的电压值，本实施例中，第一阈值温度设置为40℃，当温度电压Vsense高于阈值电压Vref，即当前温度低于40℃时，比较电路500持续输出第一控制信号Vo1；

由于温度电压Vsense的电压值随温度升高而减小，温度升高时，温度电压Vsense随之降低，当温度电压Vsense小于等于阈值电压Vref，即当前温度大于等于40℃时，比较电路500输出第二控制信号Vo2；

第二控制信号Vo2激活迟滞电路将阈值电压Vref转换为与第二阈值温度对应的迟滞电压Vref_hys，在本实施例中，第二阈值温度设置为38℃，通过比较电路500对迟滞电压Vref_hys与温度电压Vsense进行比较，若当前温度电压Vsense小于等于迟滞电压Vref_hys，即当前温度大于等于38℃，则比较电路500持续输出第二控制信号Vo2；

若当前温度电压Vsense大于迟滞电压Vref_hys，即当前温度降低至小于 38℃，则比较器恢复输出第一控制信号Vo1，同时迟滞电路关闭，迟滞电压 Vref_hys转换为阈值电压Vref。

本实用新型提出的温度检测电路，通过基准电流生成电路200生成温度系数可调的基准电流，再通过修调电路300的第一镜像电路和电压生成电路 400的第二镜像电路将基准电流成比例的镜像至基准电压电路和阈值电压电路中以对应生成不受温度变化影响的基准电压和阈值电压，使比较电路500 的比较结果更为精确的同时也降低了整个电路的能耗。

进一步的，结合图5所示，本实用新型还提出了一种植入式医疗装置，包括具有无线充电功能的充电模块，充电模块包括通信连接的控制单元和温度检测单元，温度检测单元包括如上中任一所述的温度检测电路，当温度检测单元检测到当前温度小于第一阈值温度时，控制单元控制充电模块开启无线充电功能；当温度检测单元检测到当前温度大于等于第一阈值温度时，控制单元控制充电模块关闭无线充电功能；在本实施例中，第一阈值温度设置为40℃。

同时，温度检测单元还包括迟滞比较单元，当充电模块关闭无线充电功能时，迟滞比较单元将第一阈值温度转换为第二阈值温度；当温度检测单元检测到当前温度大于等于第二阈值温度时，控制单元控制充电模块保持关闭无线充电功能；当温度检测单元检测到当前温度小于所述第二阈值温度时，控制单元控制无线充电模块开启无线充电功能；在本实施例中，第二阈值温度设置为38℃。

本实用新型提出的植入式医疗装置，在实现无线充电功能的同时，避免了充电过程中发生温度过高从而使被植入者受伤的情况，同时设定有迟滞比较单元，使温度下降至第二阈值温度时再开启无线充电功能，避免了在充电过程中发生扰动而导致充电功能重复启停，减少了能耗的同时也增加了安全性。

应当理解，虽然本说明书按照实施例加以描述，但并非每个实施例仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施例。

上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本实用新型的可行性实施例的具体说明，并非用以限制本实用新型的保护范围，凡未脱离本实用新型技艺精神所作的等效实施例或变更均应包含在本实用新型的保护范围之内。