数值较大者或较小者与所述锯齿波信号进行比较，输出恒流时钟开启 信号或恒压时钟开启信号508。所述恒流时钟开启信号或恒压时钟开启信号508反馈控制 所述第一充电开关和第一放电开关的导通关断，调整所述锯齿波信号的上升斜率或/和幅 度。
[0069] 本实施例所述的用于原边反馈的恒流恒压控制电路的工作过程为：
[0070] 所述频率调整器418对电压信号506和基准电压VREF1进行比较处理后产生恒压 时钟频率控制信号（即PFM控制信号）507。
[0071] 恒压时钟频率控制信号507控制压控电流源610产生电流509。当开关614闭合 时电流509给电容615充电，或者当开关617闭合时电流509给电容618充电；而当开关 616闭合时，电容615对地放电；当开关619闭合时，电容618对地放电。开关614和开关 617都属于上述第一充电开关；电容615和电容618都属于上述第一充电电容；开关616和 开关619都属于上述第一放电开关。所述开关614,616,617,619均可以选用M0S管，可以 是NM0S管或者PM0S管。本实施例图4所示的开关都可以选用M0S管，可以是NM0S管或 者PM0S管。本发明的保护范围不限于图5所示的锯齿波产生模块611的一种实现方式，凡 是利用充电电容和充、放电开关的原理构造的锯齿波产生模块都包括在本发明的保护范围 内。
[0072] 所述去磁时间检测模块601对图4中的反馈信号502处理后产生代表Tmag时间的 信号（即去磁时间信号）202。所述去磁时间信号202控制开关603闭合时，电流源602给 电容604 (即第二充电电容）充电。电容604在开关603的每个导通周期结束后将电压传 递到放大器606上，然后再通过放大器606传递至所述三输入比较器612的输入端上。电 容604上的电压信号503代表的就是去磁时间信息（即Tmag信息）。
[0074] 其中，Vmag表不去磁时间Tmag转化成的对应的电压信号503,即去磁时间电压信 号503 ;C3表示电容器604的容值；Imag表示电流源602产生的电流值（即第二充电电流）。
[0075] 图4所示的系统输出电压210的计算公式为：
[0077] 其中，Ls为次级绕组的电感406的电感值，Isk为次级电流514的峰值，Vout为输 出电压210，Tmag为去磁时间。CC工作的时候电压Vout的值比CV工作时对应的电压Vout 的值要小，同时Isk在CC工作的时候比在CV工作的时候大。由输出电压公式（10)可知， 在CV工作时，系统输出电压210都大于在CC工作时的值，设Vmag_cc为CC工作的时候信 号503的电压值，Vmag_cv为CV工作的时候信号503的电压值，由式（10)有
[0078] Vmag_cc>Vmag_cv (11)
[0079] 同时需要设定一个电压分界点Vrefth(即预设恒压恒流分界电压）使得，
[0080] Vmag_cc>Vrefth>Vmag_cv (12)
[0081 ] 结合图7所示，在T1时间段内，图4所示的系统工作在CC状态，由于电压信号506 远小于参考电压VREF1，因此信号507是一个钳位值Vclamp，此时压控电流源610受到信 号507控制输出电流固定为最大值Imax。又由式（12)可知，CC工作时电压信号503大于 Vrefth，比较器612比较信号503和锯齿波信号510,产生信号508。当508为高的时候M0S 开关614和619闭合，电流源610给电容器615充电，电容器618对地放电；反之当信号508 为低的时候开关618和617闭合，电流源610给电容器618充电，电容器615对地放电，产 生锯齿波信号510。假设电容615和618的容值分别为C1和C2,则有：
[0086] 由于C3和C1与C2之和的比值，以及Imax和Imag的比值都很容易实现为一个固 定值，因此可以比较简单的实现CC功能。
[0087] 在T2和T3时间段内，图4所示的系统工作在CV状态，信号506接近甚至高于参 考电压VREF1，频率调整器418的输出信号507不再钳位在Vclamp，压控电流源610产生的 电流509也开始脱离Imax变得更小。同时由式（12)可知，比较器612选择的是锯齿波信 号和Vrefth比较，输出翻转信号508的频率此时完全与压控电流源610产生的电流509有 关。
[0088] 在T2时间段内，图4所示的系统输出电压210高于CV调整电压设定值（该设定 值即为整个CV系统设定的输出电压调整值，比如这个恒压系统需要输出5V，那么这个5V就 是设定值），则信号506比较高，通过频率调整器（又称PFM控制器）418得到比较低的电压 值507,进而得到压控电流源610输出较小的电流509,产生锯齿波信号510的上升斜率也 就比较低，因而，振荡器416输出频率较低的CV开启信号508。较低的电压值506也会导 致图4所示的比较器421在更小的峰值电流值Ipk处翻转，这意味主线圈的电流峰值更小。 由式（8)可知，更低的开关管导通频率fsw和Ipk意味着更低的系统输出电压Vout，直到系 统输出电压Vout回到CV调整电压设定值，由此实现CV功能。
[0089] 反之，在T3时间段内，图4所示的系统输出电压低于CV调整电压设定值时，信号 506比较高，通过频率调整器418得到比较高的电压值507,进而得到压控电流源610输出 较大的电流509,产生锯齿波信号510的上升斜率也就比较高，因而，振荡器416输出的频 率较高的CV开启信号508。较高的电压值507也会导致图4所示的比较器421在更大Ipk 处翻转，这意味主线圈的Ipk更大。由式（8)可知，更高的开关管导通频率fsw和Ipk意味 着更高的Vout，直到系统输出电压Vout回到CV调整电压设定值。
[0090] 在CV调整的时候，也有可能保持Ipk不变，即在T2，T3时间段内，图4所示的系统 工作在CV状态，信号506接近甚至高于VREF1，频率调整器418的输出信号507不再钳位 在Vclamp，压控电流源610产生的电流509也开始脱离Imax变得更小。同时由式（12)可 知，比较器612选择的是锯齿波信号和Vrefth比较，输出翻转信号508的频率此时完全与 压控电流源610产生的电流509有关。具体地，在T2时间段内，图4所示的系统输出电压 210高于CV调整电压设定值，则信号506比较低，通过频率调整器（又称PFM控制器）418 得到比较低的电压值507,进而得到压控电流源610输出较小的电流509,产生锯齿波信号 510的上升斜率也就比较低，因而，振荡器416输出频率较低的CV开启信号508,此时Ipk 不变。由式（8)可知，更低的fsw意味着更低的Vout，直到系统输出电压Vout回到CV调整 电压设定值，由此实现CV功能。
[0091] 反之，在T3时间段内，图4所示的系统输出电压低于CV调整电压设定值时，信号 506比较高，通过频率调整器418得到比较高的电压值507,进而得到压控电流源610输出 较大的电流509,产生锯齿波信号510的上升斜率也就比较高，因而，振荡器416输出的频 率较高fsw的CV开启信号508,此时Ipk不变。由式（8)可知，更高的fsw意味着更高的 Vout，直到系统输出电压Vout回到CV调整电压设定值。
[0092] 综上所述，无论是在CC工作状态还是CV工作状态，振荡器416都是只输出唯-- 路控制图4所示的开关管426导通的信号508,不需要判断并处理复杂的CC开启信号或者 CV开启信号，避免了时序竞争风险；并且不需要高频0SC(〇SCillat〇r的缩写，振荡器）产 生锯齿波，避免了潜在的寄生效应。
[0093] 本实施例还提供一种用于原边反馈的恒流恒压控制方法，该方法可以由本实施例 所述的用于原边反馈的恒流恒压控制电路实现，但该方法的实现装置包括但不限于本实施 例列举的用于原边反馈的恒流恒压控制电路的结构。
[0094] 如