专利名称：决定具降低偏压效应信号干扰比的方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明是关于在一数字通信系统中寻找信号干扰比(SIR)的方法及装置。尤指具有降低偏压贡献的SIR估算。
背景技术：
SIR量测是一个数字通信系统品质效能的重要公制。对于无线通信系统如第三代(3G)无线系统、SIR量测被使用在许多链路自适应技术(LinkAdaptation Techniques)如传送功率控制和适应性的调制和编码。典型地，在接收装置的SIR量测是比在传送装置的有意义，因为在接收装置的SIR量测直接反应通信链路信号的品质，尤其在多重接入干扰或多重路径衰减信道存在时。
照定义，一个接收信号包含一个要求的信号和干扰。该干扰可包含在该接收端的其它信号和热噪声(thermal noise)。然而，该接收装置一般没有信号功率或干扰功率的信息，所以该接收装置需要执行信号和干扰功率的估算，其基于使用一盲法(blind method)的接收信号。在SIR量测中，一给定接收信号的盲法是指在没有任何训练数据(training sequence)或任何在该接收信号中的要求信号和干扰的先前信息下，仅从接收信号的观察样本中获得的信号功率和干扰功率(最后为SIR)。
执行接收的SIR的量测有许多方法。在先前技术中，平均在时间上的该接收信号以估算一给定信号的信号功率，并且量测该接收信号的全部功率然后减掉全部功率的该估算信号功率以估算该干扰功率。然后决定该SIR为在估算信号功率和干扰功率的比。
一个给定接收信号的该SIR估算可被执行在该接收器结构的不同观察点，如在该接收器天线端、在该数据解调器的输入或在该数据解调器的输出。然而，在不同地点的SIR估算量测通常有不同层次的准确性，因为在一量测地点的该信号增益或该干扰量可能不同于在其它地点的读数。
量测该数据信号的SIR的主要问题在于SIR量测可能脱离对应的真实SIR值。在SIR量测中这样的误差是由于下列两个主要原因。第一，一个信号和它的干扰不能完全的分开。第二，要求的信号是受数据调制的(data-modulated)，所以该SIR量测使用盲法完成，那就是没有该数据信号的先前数据。这增加量测信号功率的不确定性。
在许多习知技术的系统中，SIR量测主要依赖一个平均过滤器来计算信号和噪音功率，这导致一个意料的外的大偏差结果。一般来说，当SIR值小的时候，SIR量测变成较为高估，这主要是由于一个较大的偏差结果。
典型地，第k个解调码元，yk，当一个输入至一基于SIR估算器的解调器时，可以表示为yk=skd+nke]]>方程式一其中skd代表第k个解调的QPSK信号，而nke代表全部有效干扰(包含残留小区内干扰、小区间干扰和背景噪音影响)。然后就该平均信号功率PS和有效干扰功率PI而言，量测该SIR为SIR=PSPI=E{|skd|2}E{|nke|2}]]>方程式二藉由比较方程式二与使用在3GPP的该SIR定义(就是RSCP*SF/干扰)，该量测的RSCP和ISCP并没有明确的求出。换句话说，方程式二比3GPP的定义更明确表达出一DPCH的SIR量测。此外，因为该SIR量测是实施在该接收信号的数据部分，由于在该接收装置的未知传送信号，所以需要一个盲(blind)的估算。
当使用在3GPP中该SIR定义暗示出独立于使用在该接收装置中该数据解调形式时，执行在方程式二中的SIR量测在该解调器输出上。因此，方程式二给定的SIR对于不同的解调器形式可能不同。例如，对于一个主要受干扰变形的给定接收信号，在传统匹配过滤接收器中量测的SIR可能小于在一进阶接收器的，如消除器(Canceller)，由于减少的干扰影响。注意在该解调输出的SIR是通信链路性能的主要决定因素。然而，在该接收信号的数据部分上的SIR量测必须处理未知的传送数据。
图1描述一个典型的传送QPSK信号群集，其中Es代表传送的QPSK码元能量。对于无线系统，如3GPP系统，在展开该QPSK信号后，通过在该接收器的无线信道达成该结果展开信号。然后该接收信号由该解调器处理，该解调器提供解调码元yk从k＝1，2，....，Nburst，其中Nburst是在接收信号的数据数据组(burst)中的码元数量。
考虑衰减信道(fading channel)的冲击和解调器增益，在缺乏有效的干扰中，该软取值(soft-valued)解调码元的典型信号群可以平均观察如图2所示，其中Sm代表第m个解调信号码元。
干扰存在时，典型的解调输出码元可以如图3所示。对于一个给定的传送码元，Sk，它的输出码元可落在QPSK群中的任一点，其集中于相关平均解调码元，E{Skd}。在这个状况下，在该解调器输出上的基于盲法的平均功率估算将被执行。当做出每一个被送出的解调码元决定时，由于有效干扰和衰减信道的关是，可能会发生一些错误的决定。例如，如图3所示，即使实际上S2d被送到第k个码元，该干扰可能导致该解调输出码元，记做yk，变成比实际传送码元S2d更靠近在第一象限的S1d。结果，可能做出一个在yk上错误的决定(即为一决定误差)。这个决定误差是导致平均信号功率估算的主要错误来源，且因此使得SIR估算被高估。在较低的SIR范围(高的原始BER范围)，该平均信号功率(或SIR)估算可能较为高估。
因此需要提供一个执行SIR估算的方法但却排除习知技术方法的缺点。
发明内容
本申请提供一个较习用技术所能得到的估算更准确的SIR估算方法和仪器。在一个示范例子中，本申请执行一个方法其较佳地使用SIR估算的解调器输出，注意通信链路性能的主要决定因素似乎是在该数据解调器输出的SIR。本方法减少在SIR估算中的偏差结果使得SIR估算尽可能的靠近真实SIR。
本发明方法较佳地使用中位数过滤器和平均数过滤器，并且结合从在SIR估算中的中位数和平均数的输出。此外有利的在于一个作为平均数和中位数的函数的修正项被引入来进一步减轻偏差效应。
有关本申请的较佳实施例，其是提供一个基于使用数据码元的新的SIR估算器仪器。一个从数据解调器的输出，如一瑞克(Rake)输出或一多用户检测(MUD)输出，被输入至该SIR估算器里。如以上的表示，使用一数据解调器输出作为输出的优点在于该解调器输出直接且有效地反应出接收信号信号的品质。特别的，当SIR量测使用在连接控制技术，如功率控制，这样的一个基于SIR估算的数据解调器是非常理想的。此外，该推荐的SIR估算器装置能够减少在SIR估算的偏差效应，而得到比习用技术更可靠和更准确的SIR估算。
本申请藉由下列各种较佳实施例图标及详细说明，俾得一更深入了解图1是为本申请之一个传送QPSK码元的典型信号集；图2是为本申请的平均解调QPSK码元的典型信号集；图3是为在干扰存在中的解调码元的典型空间代表；图4是为按照本申请较佳实施例操作的SIR估算器的功能方块图；图5是为包含图4的SIR估算器的系统方块图；以及图6是为包含图4的SIR估算器执行的方法步骤流程图。
缩写字3GPP第三代行动通信伙伴合作计划(third generation partnership)BER区块错误率(block error rate)BPSK二进制相移键(binary phase shift keying)DPCH专用物理信道(dedicated physical channel)ISCP干扰信号码功率(interference signal code power)MUD多用户检测(multi-user detection)PSK相位位移键(phase shift keying)QAM正交调幅(quadrature amplitude modulation)QPSK正交相位位移键(quadrature phase shift keying)RSCP接收信号码功率(received signal code power)SF展频因子(spreading factor)SIR信号干扰比(signal-to-interference ratio)
UE使用者设备(user equipment)具体实施方式
本申请较佳实施例叙述如下，提供一个新颖的SIR估算过程基于一个数据解调器输出。本申请也提供一个SIR估算装置。定义上，数据解调器输出项意指在考虑的数据解调器的最后阶段提供的输出。该数据解调器处理接收的基频(baseband)信号且提供传送码元的软取值(soft-valued)估算。该估算码元进一步由其它接收器功能处理，如信道译码器，为了该解出传送数据信息的接收装置。
在3GPP系统的叙述中，该解调器可以设置为一个多用户检测(MUD)接收器或单用户检测(SUD)接收器，如一个匹配的过滤器、瑞克(Rake)接收器和均衡器(equalizer)。即使二进制相移键(BPSK)和正交相位位移键(QPSK)解调方法出现于本申请的较佳实施例，本申请仍可应用于较高阶的解调方法如8-PSK和16-QAM。
本申请估算平均信号功率使得偏差效应减小。当传送QPSK时，该解调器输出的平均信号功率yk可以被估算如下E{|Skd|2}=|14ΣQi|E{yk|yk∈Qi}||2=|14ΣQi|1NQiΣk=1NQiyk(Qi)||2=|14ΣQi|E{yk(Qi)}||2]]>方程式三其中Qi代表在QPSK信号集中第i个象限；NQi代表在个别做出基于盲码元决定后，属于第i个象限区的解调器输出的数目；且yk(Qi)是第k个在第i象限的输出码元。
方程式三用来决定在该QPSK集的每一个象限中该解调器输出码元的平均数。第二，方程式三决定在个别象限中基于平均信号点的量的平均信号功率。这个两步骤的平均技巧可以提供在相当高的SIR范围内(等同低的码元错误率)一个好的估算。然而，如同先前提到的，当真实SIR较低时，由于较多的码元决定错误，该平均信号功率值产生偏差(高估)，也同样导致高估SIR值(见方程式二)。为了减少在信号功率估算中的偏差影响，另一个统计参数，称做“中位数”(一个分布的中央)，被用来作为下列的详细描述。
该平均数和中位数是对称的分布。因此，由于高的SIR值，位于每一个象限的该解调器输出的平均数和中位数是完全相同的，因为在每一象限经历的干扰可以在一个SIR范围内近似于正常的分布。
中位数对最大样本值的敏感度小于平均数。中位数的特性可以使基于平均功率的中位数比基于平均功率的平均数更靠近真实的平均功率，特别在高度的偏斜分布(skewed distribution)如对数常态分布(Log NormalDistribution)，或当该SIR较低和在每一个象限中的解调器输出样本的分布靠近偏斜分布时。
具正常分布的大型样本的中位数的标准差比平均数的大。所以中位数较容易遭受抽样变化(fluctuations)。因此当具有正常分布的随机数样本的数量大时，一般中位数的标准差较平均数的为大。
考虑上述平均数和中位数的统计特质，本申请决定平均信号功率估算为平均值和中位数间最小的函数值，如下所示E{|Skd|2}=min|([14Σi=14|median(yk(Qi))|],[14Σi=14|mean(yk(Qi))|])|2]]>方程式四其中median(yk(Qi))和mean(yk(Qi))个别代表在第i象限Qi的解调器输出码元的中位数和平均值，因为yk(Qi)是一个复数码元，而median(yk(Qi))＝median(real(yk(Qi)))+j.median(imag(yk(Qi)))且相同的mean(yk(Qi))＝mean(real(yk(Qi)))+j.mean(imag(yk(Qi)))。这代表该平均信号功率等于中位数和平均值在所有象限平均的最小绝对值的平方。在方程式四中，寻找在解调码元的中位数和平均值之间的最小值的主要理由如下。使用中位数和平均值之间的最小值的主要原因是为了减少偏差效应。注意本申请估算的SIR值不能仅大于平均值推算的SIR，因为中位数和平均值之间的最小值是中位数和平均值中最小的一个。
选择中位数作为最小值减少在估算平均信号功率特别是在低的SIR范围的偏差效应。另外一方面，选择平均数作为最小值补偿在中位数计算的缺点，如受到取样变动。因此，藉由对于QPSK集的每一象限作有效的结合解调器的输出码元的中位数和平均值，平均信号的估算效能获得本质上的改善。即使本申请的较佳实施例采用中位数和平均值之间的最小值，其它从中位数和平均值的组合值也可用来决定平均信号功率估算。例如，一个权重(组合)方法如下E{|Skd|2}=|α·[14·Σi=14|median(yk(Qi))|]+(1-α)·[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|]|2]]>方程式五其中0＜＝α＜＝1。
接着，基于方程式四的平均有效干扰功率被估算。从方程式一和方程式四，平均有效干扰功率可以表示为E{|nke|2}=14{Σi=141NQiΣk=1NQi|yk(Qi)-qi·E{|skd|2}|2}]]>方程式六其中 视为该平均信号的振幅，而q1=1+j2,q2=-1+j2,q3=-1-j2,q4=1-j2]]>代表四个具有单位能量的QPSK码元。
现在必须执行SIR估算。从方程式四和方程式六，该基于SIR估算的解调器可以表示为SIR=E{|skd|2}E{|nke|2}]]>=|min([14·Σi=14|median(yk(Qi))|],[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|])|214·{Σi=141NQi·Σm=1NQi|ym(Qi)-qi·E{|smd|2}|2}]]>方程式七这个SIR估算已经通过链路层(link-level)仿真确认，这表示基于方程式七的SIR估算性能在合理操作的SIR范围内是可接受的。但是在低的SIR范围内(例如从5dB到0dB或以下)，由于码元误差导致的偏差效应仍然出现在该SIR估算，使得估算的SIR脱离真实的SIR。最小值不能完全估算该偏差效应特别是在低的SIR范围内，因为可能在盲目地决定相关基本码元决定上有一些码元决定误差存在。在这个案例下，一些在方程式七的修正需要去符合3GPP工作小组四(WG4)的现今要求标准。本申请(包含该修正项)超出这个要求标准。
藉由通过Monte-Carlo仿真的启发式方法，引入一个修正项到上述方程式的分子(单一功率项)作为在该计算的中位数和平均数之间的偏差函数，如下所示SIR=|min([14·Σi=14|median(yk(Qi))|],[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|])|2-C14·{Σi=141NQi·Σm=1NQi|ym(Qi)-qi·E{|smd|2}|2}]]>方程式八其中C=|[14·Σi=14|median(yk(Qi))|]2-[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|]2|.]]>使用如此修正项的基础是在一个高SIR范围的，在该修正项的中位数和平均值尽可能的互相靠近。因此该修正项可以在当他不需要的范围内忽略(因为没有它，该估算SIR已经在准确的要求之内)。然而，当真实SIR低时，由于该解调器输出样本的码元错误影响产生的偏斜分布可以导致该修正项增加，因为在对应的中位数和平均值之间的差异可能逐渐的增加。同时，当估算信号功率(最后为SIR)高估时(偏差)，该修正项可以帮忙减少在SIR估算的偏差效应。
虽然之前描述的SIR量测方法被推导基于该解调器输出是复数值QPSK码元串的假设下，对于一个实际的MUD完成，该MUD提供具有两个连续数据位的每一对的实部数据位串，其可映射至一个复数码元，如在一个传送器中的QPSK调制。
图4表示一个本申请的较佳实施例的采用数据位而不是QPSK码元做输入的SIR估算器400的方块图。该SIR估算器包含一个输入埠405用以输入该输入位串、一硬限制器(hard limiter)410、一乘法器(multiplier)415、一中位数过滤器420、一第一平均数过滤器425、一最小化处理区块430、一信号功率过程区块435、一修正项处理区块440、一第二平均数过滤器445、一SIR计算处理区块450、一总和器和比较器455，460和一处理区块465。
该输入端口405接收一软取值位串。该SIR估算器400处理码元输入的绝对值到在一个位串的格式中的该SIR估算器，其位串通过该输入端口405接收。该位串安排到该硬限制器410和该乘法器415。该硬限制器410提供一个+1位到该乘法器415，假如一软取值位大于或等于零。此外，该硬限制器410提供一-1位到该乘法器415。该乘法器415然后将每一个软取值输入位ri乘以对应的硬限制位，得到个别输入位的绝对值|ri|。
该绝对值|ri|确认已经做出在每一输入位ri上的硬位决定(hard-bitdecision)，且假如结果位决定(resulting bit decision)变成-1，然后该输入位有180度的相位移。此外，该输入位保持不变。因此，平均信号功率和干扰功率的计算是基于一盲目的基本位决定。该乘法器415输出该绝对值|ri|到该中位数过滤器420、该第一平均数过滤器425和该总和/比较器460。基于一些连续的样本，该中位数过滤器420和该第一平均数过滤器425个别地决定该取绝对值的位串的中位数和平均值。从该中位数过滤器420(md)和该第一平均数过滤器425(me)的输出在该最小化处理区块430中比较，来决定在基于中位数的平均功率值md和基于平均数的平均功率值me之间的最小值m。该修正项处理区块440也接收从该中位数过滤器420(md)和该第一平均数过滤器425(me)的输出并且决定一修正项C，其中C＝|md-me|2方程式九该最小化处理区块430的输出m被安排到该信号功率处理区块435和该总和/比较器460。该总和/比较器455比较该信号功率处理区块435的输出Ps和该修正项C，其中Ps＝(m)2方程式十为了决定平均干扰功率，该处理区块465首先接收该总和/比较器460的输出和执行(|ri|-m)2的函数，其中该函数从该输出位串中解出干扰组件。该第二平均数过滤器445接收该处理区块465的输出并且将PN输出至该SIR计算处理区块450。该SIR由基于该总和/比较器455和该第二平均数过滤器445的该SIR计算处理区块450所计算，其中SIR=Ps-CPN]]>方程式十一图5表示一个包含一解调器505和一已知软码元到软位的对应器(mapper)510的系统500，其中对应器510将一软取值位串输入至该SIR估算器400。该估算器400也可用在高阶解调如8-PSK、16-QAM和64-QAM，假如取复数值的解调码元通过该软码元到软位的对应器510转换到软取值位。
图6是SIR估算器400执行的方法600的流程图。该SIR估算器决定码元/位的SIR藉由接收该码元/位(步骤605)，估算一码元/位的平均信号功率作为该码元/位的基于中位数的平均功率值md和基于平均值的平均功率值me的函数(步骤610)，估算该码元/位的平均有效干扰功率(步骤615)且计算该SIR藉由将该码元/位的估算平均信号功率除以该码元/位的估算平均有效干扰功率(步骤620)，基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值的函数是最小函数值，用来决定在基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值之间的最小值m。该平均信号功率等于中位数和平均值在所有象限平均的最小绝对值的平方。
先前描述的新的SIR估算器是较佳地建立在数据码元上。数据解调器的输出，如Rake输出或MUD输出，被提供至该SIR估算器。如上述指示的，使用一数据解调器输出当作输出的一个优点是最佳且直接的反映出接收数据信号的品质。特别在当SIR量测是使用在连接控制技术如功率控制时，如上述之一数据解调器基本SIR估算是高度理想的。此外，推荐的SIR估算器能够减少在SIR估算上的偏差效应，导致比习用技术更可靠和准确的SIR估算。所有类似的修改和变化都在本申请发明的领域中。
尽管本申请的发明已经描述于该较佳实施例，对于熟习习用技术的人士而言，其它下列在本发明范围内的专利范围叙述的变化应用是显而易见的。
权利要求
1.一种决定一数据信号的信号干扰比(SIR)的方法，其是基于一数据解调器输出，其步骤包含(a)接收从该数据解调器输出的解调码元；(b)对于一正交相位位移键(QPSK)集的每一象限，估算该解调码元的平均信号功率作为一该码元的基于中位数的平均功率值md和基于平均值的平均功率值me的函数；(c)估算该码元的平均有效干扰功率；以及(d)藉由将该码元的估算平均信号功率除以该码元的估算平均有效干扰功率，计算该SIR。
2.如权利要求1所述的方法，其中该基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值的函数是最小函数值，其是用来决定在基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值之间的最小值m。
3.如权利要求2所述的方法，其中该平均信号功率等于中位数绝对值和平均值绝对值在所有象限平均的最小值的平方。
4.如权利要求1所述的方法，其中该数据信号包含解调数据码元。
5.如权利要求4所述的方法，其中该数据码元被包含在一专用物理信道(DPCH)之一发射数据组内。
6.如权利要求4所述的方法，其中该数据码元是正交相位位移键(QPSK)数据码元。
7.如权利要求4所述的方法，其中该数据码元是二进制相移键(BPSK)数据码元。
8.如权利要求1所述的方法，其中该步骤(b)更包含执行下列的计算E{|Skd|2}=|min([14Σi=14|median(yk(Qi))|],[14Σi=14|mean(yk(Qi))|])|2]]>其中 代表第k个解调的QPSK信号，而i代表该QPSK集的该象限，且median(yk(Qi))和mean(yk(Qi))分别代表在第i象限Qi中的该码元的中位数和平均值。
9如权利要求8所述的方法，其中该步骤(c)更包含执行下列的计算E={|nke|2}=14{Σi=141NQiΣk=1NQi|yk(Qi)-qi·E{|skd|2}|2}]]>其中 视为该平均信号振幅，而q1=1+j2,]]>q2=-1+j2,]]>q3=-1-j2,]]>q4=1-j2.]]>
10.如权利要求9项所述的方法，其中该步骤(d)更包含执行下列的计算SIR=|min([14·Σi=14|median(yk(Qi))|],[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|])|2-C14·{Σi=141NQi·Σm=1NQi|ym(Qi)-qi·E{|smd|2}|2}]]>其中C=|[14·Σi=14|median(yk(Qi))|]2-[14·Σi=14|mean(yk(Qi))|]2|.]]>
11.如权利要求1所述的方法更进一步包含计算一修正项C，其中C＝|md-me|2。
12.一种决定一数据位串的信号干扰比(SIR)的方法，其步骤包含(a)接收从该数据位；(b)估算该位的平均信号功率作为一该位的基于中位数的平均功率值md和基于平均值的平均功率值me的函数；(c)估算该位的平均有效干扰功率；以及(d)藉由将该位的估算平均信号功率除以该位的估算平均有效干扰功率，计算该SIR。
13.如权利要求12所述的方法，其中该基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值的函数是最小函数值，其是用来决定在基于中位数的平均功率值和基于平均值的平均功率值之间的最小值m。
14.如权利要求13所述的方法，其中该平均信号功率等于中位数绝对值和平均值绝对值在所有象限平均的最小值的平方。
15.如权利要求12所述的方法更进一步包含计算一修正项C，其中C＝|md-me|2。
全文摘要
一种在一无线通信系统中用以执行信号干扰比(SIR)估算的方法及装置，其是使用一解调器输出，如一瑞克(Rake)输出或一多用户检测(MUD)接收器输出。该解调器输出提供至一SIR估算器以执行基于估算平均信号功率和估算有效干扰功率的该SIR估算。该估算平均信号功率是基于一最小值函数，其用以决定一基于中位数的平均功率值的和一基于平均数的平均功率值之间的最小值。该SIR估算器减少在SIR估算中的偏压效应，且可用于BPSK和QPSK调制方式和较高阶的调制方式如8－PSK和16－QAM。一用来作为该平均值和中位数的修正函数项可进一步减少该偏压效应。
文档编号G06F19/00GK1711709SQ200380102720
公开日2005年12月21日 申请日期2003年11月5日 优先权日2002年11月8日
发明者S·H·辛, A·莱尔 申请人:美商内数位科技公司