一种基于过耦合技术的谐波混频器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种谐波混频器，涉及微波【技术领域】。该混频器为三端口器件，具体由一种特殊功能的过耦合器、匹配网络、混频元件、射频(RF)回路与本振(LO)回路、相位调节传输线、中频滤波网络以及中频回路等部分构成。本发明采用改进型紧凑微带谐振单元结构，能有效回收|RF±2LO|、2LO、3LO、RF等信号，降低变频损耗，同时减小电路尺寸。此外，将两倍和四倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节通过控制开关加载至0-dB耦合器，成为一种具有多个工作模式的谐波混频器。本发明可用于微波射频前端系统中，也可用于微波工程的其它电路模块中实现紧凑的谐波混频功能。
【专利说明】一种基于过耦合技术的谐波混频器
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种谐波混频器，具体涉及一种基于过耦合技术的谐波混频器。
【背景技术】
[0002]作为微波通信、遥感、遥控、雷达、微波测量等电子系统的重要部件，混频器在通信系统中起着重要作用。当射频信号工作在高频时，一般需要用混频器将信号降到中低频，然后再对信号进行检波、放大等处理，进而提取出有用信号。有时为了实现基带信号与射频信号的上变频和下变频，甚至需要经过多次频率变换。而在高频系统尤其是毫米波通信系统中，为了降低本振的性能要求，采用谐波混频是一种有效的变频方案。谐波混频可将LO频率降为RF频率的l/n(n为正整数)倍，其不足之处是相对高的变频损耗和相对复杂的电路结构，另外，本振、射频和中频端口间的隔离度也是工程实现中的重点和难点。因此，如何以简单的电路拓扑实现低变频损耗、高隔离度的谐波混频一直是微波工程研究中的热门课题和难点课题。
[0003]文献“AHigh-Performance ff-Band Uniplanar Subharmonic Mixer(SanjayRaman, Frank Ruckyj Gabri eI M.Rebe i z, IEEE Trans.Microwave TheoryTech.，1997，45(6):955-962.) ”采用共面波导的开路、短路枝节设计了一款工作在W波段的二次谐波混频器，实测的单边带变频损耗最小为7dB，射频与本振间的隔离大于40dB。对二次谐波混频器而言，其变频损耗较高，因而其性能需要进一步改善。
[0004]文献“Novel Sub-harmonically Pumped Mixer Incorporating Dual-BandStub and In-Line SCMRC (Tsz Yin Yum, Quan Xue, IEEE Trans.Microwave TheoryTech.，2003, 51 (12):2538-2547.) ”采用一种新型的双频枝节以及嵌入传输线中的螺旋型紧凑微带谐振单元设计了一款工作于X波段的二次谐波混频器，实测的单边带变频损耗为3.9dB。这是迄今为止二次谐波混频器中变频损耗最小的公开报道。但该电路拓扑较复杂且不能实现多个工作模式的谐波混频。
[0005]文献“A2.45/5.2GHz Image Reject1n Mixer With New Dual-Band Active NotchFilter(Ching Piao Liang, Pei Zong Rao, Tien Jien Huang and Shyh Jong Chung, IEEEMicrowave and Wireless Components Letters, 2009，19 (11): 716-718.)，，基于 0.18 μ mCOMS工艺设计的双频段镜像抑制混频器，实现了双频工作模式混频，但整体电路拓扑复杂，电路面积大。
[0006]相对于二次谐波混频器，四次谐波混频器由RF与4L0信号相互作用产生中频。一般来说，其变频损耗更高，电路也更复杂，但如果设计合理，仍能达到高性能。文献“Low Convers1n-Loss Fourth Subharmonic Mixers Incorporating CMRC forMillimeter-Wave Applicat1n(Quan Xue, Kam Man Shum and Chi Hou Chan, IEEE Trans.Microwave Theory Tech., 2003, 51 (5): 1449-1454.) ”采用一种紧凑的微带谐振单元，设计在Ka波段的四次谐波混频器，实测的变频损耗最低为6.5dB,在整个Ka波段内，变频损耗小于16dB。该混频器的电路拓扑也较复杂，而在RF输入端引入的带通滤波器，不可避免的增加了电路损耗。
[0007]对混频器而言，变频损耗、端口隔离度、线性度、拓扑结构等是衡量其性能的基本而重要内容。而如何以简单的拓扑结构实现低变频损耗、高隔离度且隔离特性不受混频元件影响的谐波混频器则是微波工程研究中的难点。此外，文献和专利检索表明，目前还暂无在同一混频电路中如何实现多个工作模式的谐波混频器。
【发明内容】
[0008]针对上述现有技术存在的问题，本发明的目的在于提供一种基于过耦合技术的谐波混频器。
[0009]为了达到上述目的，本发明主要包含以下结构:过耦合器16 (也称Ο-dB耦合器)、匹配网络9、混频元件10、射频(RF)回路11与本振(LO)回路12、传输线13、起中频滤波作用的具有慢波效应的紧凑谐振单元14以及中频回路5、6，其结构如图1所示，具体采用如下技术方案:
[0010]本发明中的ο-dB耦合器16基于耦合线的工作原理，采用宽边耦合实现，包括本振(LO)输入端1、射频(RF)输入端、耦合器输出端、耦合区和本振信号回路结构4 ;所述耦合区由一对耦合线构成并分别记为第一耦合线3、第二耦合线8，耦合区的长度为LO频率(记为f^。)对应的四分之一波导波长；所述第一稱合线3的一端与LO输入端(第一端口)相连，另一端为开路，为使LO信号充分耦合到混频元件10，第一端口与耦合区之间还设有长度为LO频率对应的四分之一波导波长匹配段2 ;所述第二耦合线8的一端(即RF输入端)与第二端口 7相连，其另一端(称为耦合器输出端)与混频元件10输入端的匹配网络9相连；
[0011]同时，在耦合器16的第二耦合线8靠近第二端口一侧设有实现LO信号回路作用的结构4，该结构是实现LO的Ο-dB耦合的关键部分，同时还实现第一端口和第二端口间在LO频率上的高隔离；而在2fM或4fM频率上，由耦合线理论知，第一端口和第二端口间的传输阻抗趋于无穷，因而形成传输阻带特性，使得第一端口和第二端口间在2fM或4fw频率上有很高的隔离度；因而，当用该Ο-dB耦合器构建谐波混频器时，LO和RF端口间的隔离特性可单独设计，而不受混频元件影响；相对于传统的Ο-dB前向型耦合器而言，本发明中所述的Ο-dB耦合器的耦合区长度只有LO频率对应的四分之一波导波长，实现了小型化；
[0012]在所述混频元件10的中频输出一侧设有实现射频和本振回路的结构11、12 ；
[0013]在所述耦合器16的第二耦合线的射频输入端口一侧还设有实现中频信号回路作用的结构5、6，其目的是为混频后的中频信号提供回路；
[0014]本发明的中频滤波网络采用一种具有慢波特性的紧凑谐振单元14，其结构如图3所示；紧凑谐振单元14在传输线13的共同作用下将闲置频率|RF±2L0|、2L0、3L0、RF等信号能量反射回混频元件10重新参与混频，在进一步降低变频损耗的同时也提高中频端口对RF和LO信号的隔离，图4是所述的紧凑谐振单元14的典型S参数仿真曲线。从图4可知，本发明所用的紧凑谐振单元在具有陡峭的阻带滚降特性的同时，还具有宽阻带和高抑制度。其性能的显著提高是通过以双重加载的开口环为基础所带来的强慢波效应。在基于滚降率、阻带带宽、阻带抑制度及电路尺寸的综合评价体系中，下述公式是衡量这类电路综合性能的参考标准，即
c X RSB X SF
[0015]--
NCS
[0016]其中，ξ指阻带滚降率，即3dB截止频率f3dB到60dB抑制频率&_之间的变化率，单位为dB/GHz ；RSB指相对阻带带宽，即参考在一定的带外抑制度下相对于3dB截止频率f3dB的带宽；SF指阻带抑制度因子，即定义RSB时参考的带外抑制度，例如带外抑制度参考为30dB，则SF定义为3，依此类推；NCS为归一化电路尺寸(长X宽)，其归一化的参考频率为3dB截止频率f3dB。对本发明中提出的紧凑谐振单元结构，其ξ = 18.5dB/GHz,RSB =
4.1，SF = 3.7，NCS = 0.21X0.15，从而依据上面公式计算出的综合性能指标达8909.36，远远高于现有的紧凑谐振单元的综合指标。
[0017]所述紧凑谐振单元14的一端与传输线13相连，另一端成为混频器的第三端口 15 ；所述传输线13是一段相位调节传输线，通过调整相位调节传输线13的尺寸，能有效降低混频器的变频损耗。
[0018]进一步的，以图1所述的谐波混频器实现方法为原型，在第二端口与耦合器16的第二耦合线之间经由开关18、20加载两段长度分别为四倍和两倍本振频率对应的四分之一波长的开路枝节17、19，如图2所示；通过控制开关18、20的通断状态，由此实现一种具有多个工作模式的谐波混频器。
[0019]与现有技术相比，本发明具有以下有益效果:
[0020]一、以后向型耦合方式实现的Ο-dB耦合，结构简单、紧凑、尺寸小；
[0021]二、所述的Ο-dB耦合器采用宽边耦合方式，能降低工程实现的难度，提高电路稳定性；
[0022]三、所述的Ο-dB耦合器为三端口器件，三个端口分别是RF、LO和混频元件的输入端口，且RF和LO端口间的隔离度可单独设计，不受混频元件影响；
[0023]四、中频滤波网络采用一种具有慢波效应的紧凑谐振结构，在传输线13的共同作用下将闲置频率|RF±2L0|、2L0、3L0、RF等信号反射回混频元件重新参与混频，在实现小型化的同时，进一步降低变频损耗；
[0024]五、通过将2L0和4L0频率对应的四分之一波长设置开路枝节并通过控制开关加载至Ο-dB耦合器，成为一种具有多个工作模式的谐波混频器；
【专利附图】
【附图说明】
[0025]图1是本发明提供的谐波混频器结构示意图；
[0026]图2是本发明提供的开关加载的谐波混频器结构示意图；
[0027]图3是本发明所用的起中频滤波作用的紧凑型谐振单元结构示意图；
[0028]图4是本发明所用的起中频滤波作用的紧凑型谐振单元的典型S参数仿真曲线；
[0029]图5是本发明实施例1的二 /四次谐波混频的变频损耗仿真曲线；
[0030]图6是本发明实施例1的二 /四次谐波混频RF端口对LO信号隔离度仿真曲线；
[0031]图7是本发明实施例1的二 /四次谐波混频LO端口对RF信号隔离度仿真曲线；
[0032]图8是本发明实施例1的二 /四次谐波混频IF端口对LO信号、RF信号隔离度仿真曲线；
[0033]图9是本发明实施例2开关18接通、20接通后二 /四次谐波混频的变频损耗仿真曲线；
[0034]图10是本发明实施例2开关18接通、20接通后二 /四次谐波混频RF端口对LO信号隔离度仿真曲线；
[0035]图11是本发明实施例2开关18接通、20接通后二 /四次谐波混频LO端口对RF信号隔离度仿真曲线；
[0036]图12是本发明实施例2开关18接通、20接通后二 /四次谐波混频IF端口对LO信号、RF信号隔离度仿真曲线；
[0037]图13是本发明实施例2开关18接通、20断开后二 /四次谐波混频的变频损耗仿真曲线；
[0038]图14是本发明实施例2开关18接通、20断开后二 /四次谐波混频RF端口对LO信号隔离度仿真曲线；
[0039]图15是本发明实施例2开关18接通、20断开后二 /四次谐波混频LO端口对RF信号隔离度仿真曲线；
[0040]图16是本发明实施例2开关18接通、20断开后二 /四次谐波混频IF端口对LO信号、RF信号隔离度仿真曲线；
[0041]图17是本发明实施例2开关18断开、20接通后二 /四次谐波混频的变频损耗仿真曲线；
[0042]图18是本发明实施例2开关18断开、20接通后二 /四次谐波混频RF端口对LO信号隔离度仿真曲线；
[0043]图19是本发明实施例2开关18断开、20接通后二 /四次谐波混频LO端口对RF信号隔离度仿真曲线；
[0044]图20是本发明实施例2开关18断开、20接通后二 /四次谐波混频IF端口对LO信号、RF信号隔离度仿真曲线。
【具体实施方式】
[0045]下面将结合附图及【具体实施方式】对本发明作进一步描述。
[0046]实施例1
[0047]本实施例中，LO信号频率为6GHz，RF信号的中心频率分别在12和24GHz ;介质材料采用Rogers5880，相对介电常数为2.2，损耗角正切为0.0009。本实施例谐波混频器整体结构采用双层PCB实现，其结构如图1所示，具体结构与详细实现方式如下:
[0048]基于耦合线原理设计的过耦合器16 (也称Ο-dB耦合器)，采用宽边耦合并分为上、下层耦合线，上层耦合线宽1.3mm，下层耦合线宽0.5mm，耦合区长度为LO频率对应的四分之一波长7.35mm ;稱合器16的下层稱合线的一端与LO输入端(即第一端口)相连,下层耦合线的另一端为开路；耦合器16的上层耦合线一端与RF信号输入端(即第二端口)相连，另一端与混频元件10的输入端匹配网络9相连；
[0049]为使LO信号完全耦合到混频元件，本实施例采用一种长度为LO频率对应四分之一波长的梯形状匹配结构2,其上、下底边和高分别为3mm、8.2mm和0.8mm ;同时,在稱合器16的上层耦合线的射频输入端口一侧加载了 LO频率对应的四分之一波长开路枝节4以实现LO的Ο-dB耦合，其枝节长8.9mm,宽2.3mm,该枝节对RF(fKF。2fL0或fKF。4fL0)呈现开路特性，因而不会对从第二端口输入的RF信号造成影响；另一方面，在RF(fKF?2fL0或fEF ^ 4fL0)频率上，由耦合线理论知，第一端口和第二端口间的传输阻抗趋于无穷，因而形成传输阻带特性，这样，第一端口和第二端口间在RF频率上实现高隔离度；本实施例所述的上、下层耦合线的特性阻抗不同，因而构成非对称耦合线结构；
[0050]混频元件10的输入端匹配网络9采用平衡短截线(即十字结)实现，十字枝节线长1.6mm，宽0.6mm ;混频元件10采用反向并联二极管对(型号:DMK2308)，反向并联二极管对10的左侧输入端部分由两层介质组成,厚度为0.254mm+0.127mm,对应的50 Ω微带线宽为1.3mm ;反向并联二极管对10的右侧输出端为单层介质，厚度为0.127mm，对应的50 Ω微带线宽为0.76mm ；
[0051]射频(RF)回路11和本振(LO)回路12采用长度分别为RF频率(24GHz)、L0频率对应的四分之一波长开路扇形枝节实现，12GHz的RF回路则由紧凑谐振单元14和相位调节传输线13来实现；24GHz的RF回路扇形枝节11有37.5°偏转，扇形角度为75°，扇形半径为1.45mm ;而LO回路扇形枝节12有30°偏转,其扇形角度为60° ,扇形半径为3.73mm ;而且，LO和RF变形扇形枝节分别通过长度为1.6mm及0.3mm的匹配段加载至主传输线，所述匹配段与变形扇形枝节共同实现反向并联二极管对输出端的匹配；
[0052]相位调节传输线传13,长、宽分别为3mm、0.4mm ；
[0053]第二端口一侧的中频回路网络由四倍LO频率对应的四分之一波长枝节6与接地端5组成，枝节6长、宽分别为2.3mm、1.3mm,金属接地过孔5的半径0.35mm,过孔间距0.4mm ；
[0054]起中频滤波作用的紧凑谐振单元14的结构如图3所示呈对称分布，具体尺寸如下:W0 为 0.4mm, LUffl 与 L2 分别为 1.7mm、1.2mm 以及 0.8mm，Gl、G2、G3 与 G5 均为 0.3mm，W2、G2 与 G4 均为 0.2mm, W3 为 0.16mm。
[0055]本实施例提供的谐波混频器经优化设计后，其总体尺寸为28.45mmX 13.8mm,相当于0.84 λ gX 0.41 λ g，其中入8为6GHz对应的波导波长。
[0056]现分两种情况具体说明该谐波混频器的工作方式，LO信号从第一端口输入(频率为6GHz)，RF信号从第二端口输入:⑴当fKF?2fL0时，变频损耗的仿真结果如图5所示，在中心频点处为6.5dB，在10.7-12.4GHz频率范围内的变频损耗均在1dB以下，表明此时的混频器在二次谐波下正常工作；(2)当fKF ^ 4fL0时，对应的变频损耗仿真结果如图5所示，中心频点处的变频损耗为9.ldB，在23.9-24.35GHz频率范围内，均在1dB以下，表明此时的混频器在四次谐波下也正常工作。
[0057]L0、RF和中频(IF)三个端口间的隔离度也是混频器电性能的重要参量。本发明中，由于过耦合器的特殊性能，LO与RF端口间的隔离度不受混频元件影响，可单独设计。对应各端口间的隔离特性仿真曲线如图6到图8所示，其中图6、图7及图8分别为RF端口对LO信号的隔离曲线、LO端口对RF信号的隔离曲线以及IF端口对LO信号和RF信号的隔离曲线。
[0058]由以上结果知，采用上述Ο-dB耦合器、匹配网络、混频元件、射频回路与本振(LO)回路、相位调节传输线、中频滤波网络以及中频回路等结构，能同时实现二次谐波混频与四次谐波混频功能，且L0、RF和IF三个端口间的隔离度高。
[0059]实施例2
[0060]以实施例1所述的谐波混频器实现方法为原型，在所述第二端口与耦合器16的第二耦合线之间经由开关18、20加载两段长度分别为两倍和四倍本振频率对应的四分之一波长开路枝节17、19，如图2所示；通过控制开关18、20的通断状态，实现混频器不同工作状态之间的切换。基于仿真实验，得到各种工作状态下的变频损耗以及各端口之间的隔离特性如图9到图20所示。在仿真实验中，除控制开关的不同状态外，其余各参数的设置均以实施例1中的参数为基准保持不变。
[0061]由于实施例2整体电路框架与实施例1基本一致，为简洁起见，这里仅将结构不同之处做说明:实施例2中四倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节17长1.75mm,宽1.3mm，两倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节19长4.15mm,宽1.3mm ;本实施例提供的混频器的电路总体尺寸为28.45mmX 16.71_，相当于0.84 λ gX 0.49 λ g，其中λ g为6GHz对应的波导波长。
[0062]下面根据控制开关的不同状态进行具体分析，在各种控制状态下，LO信号均从第一端口输入，而RF信号均从第二端口输入。
[0063]1、开关(18)接通，开关(20)接通
[0064]在此状态下，两倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节19在开关接通状态下有效加载至Ο-dB耦合器，而四倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节17在开关接通状态下也有效加载至Ο-dB耦合器。当fKF?2fL0时，RF信号在开路枝节的有效作用下形成回路，使其不能进入二级管对进行混频，其相应的仿真结果如图9所示，中心频点处的变频损耗为50.6dB，在11.75-12.85GHz频率范围内，变频损耗均在25dB以上。表明此时的混频器在二次谐波下不能工作。当fKF ^ 4fL0时，RF信号在开路枝节的有效作用下构成回路，使其不能进入二级管对进行混频，其相应的变频损耗仿真结果如图9所示，中心频点处的变频损耗为33.9dB，在23.3-25GHZ频率范围内，变频损耗均在25dB以上，表明此时的混频器在四次谐波下同样不能工作。
[0065]此时，对应各端口之间的隔离特性仿真曲线如图10到图12所示，其中图10、图11以及图12分别为RF端口对LO信号隔离曲线、LO端口对RF信号的隔离曲线以及IF端口对LO信号和RF信号的隔离曲线。结果表明，各端口间的隔离度高。
[0066]2、开关(18)接通，开关(20)断开
[0067]在此状态下，两倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节19在开关断开状态下不能加载至Ο-dB耦合器，而四倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节17在开关接通状态下有效加载至Ο-dB耦合器。当fKF ^ 2fL0时，RF信号可以通过Ο-dB耦合器进入二级管对进行混频，此时，通过合理设计有效作用下的开路枝节，可以进一步改善电路性能，其相应的仿真结果如图13所示，中心频点处的变频损耗为5.7dB，在10.6-12.5GHz频率范围内，均在1dB以下。变频损耗的降低得益于通过合理设计有效作用下的开路枝节，使其具有匹配网络的功能。该结果表明，此时的混频器在二次谐波下正常工作。当fKF?4fM时，RF信号在开路枝节的有效作用下构成回路，使其不能进入二级管对进行混频，其相应的仿真结果如图13所示，中心频点处的变频损耗为44dB，在23.15-25.15GHz频率范围内，变频损耗均在25dB以上，表明此时的混频器在四次谐波下不能工作。
[0068]此时，对应各端口之间的隔离特性仿真曲线如图14到图16所示，其中图14、图15以及图16分别为RF端口对LO信号隔离曲线、LO端口对RF信号的隔离曲线以及IF端口对LO信号和RF信号的隔离曲线。结果表明，各端口间的隔离度很高。
[0069]3、开关(18)断开，开关(20)接通
[0070]在此状态下，两倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节19在开关接通状态下有效加载至Ο-dB耦合器，而四倍LO频率对应的四分之一波长开路枝节17在开关断开状态下不能加载至Ο-dB耦合器。当fKF?2fL0时，RF信号在开路枝节的有效作用下形成回路，使其不能进入二级管对进行混频，其相应的仿真结果如图17所示，中心频点处的变频损耗为52.6dB，在11.4-13GHz频率范围内，变频损耗均在25dB以上，表明此时的混频器在二次谐波下不能工作。当时，RF信号通过Ο-dB耦合器进入二级管对进行混频，其相应的仿真结果如图17所示，中心频点处的变频损耗为7.2dB，在22.75-24.55GHz频率范围内，均在1dB以下，表明此时的混频器在四次谐波下正常工作。
[0071]相应地，各端口之间的隔离特性仿真曲线如图18到图20所示，其中图18、图19以及图20分别为RF端口对LO信号隔离曲线、LO端口对RF信号的隔离曲线以及IF端口对LO信号和RF信号的隔离曲线。结果表明，各端口间的隔离度依然高。
[0072]4、开关(18)断开，开关(20)断开
[0073]这种情况与实施例1完全相同，这里不再熬述。
[0074]由以上四种不同工作状态下得到的混频器性能可知，通过将两倍和四倍LO频率对应的四分之一波长设置开路枝节，并进一步通过控制开关加载至Ο-dB耦合器，成为一种具有多个工作模式的谐波混频器，混频器在各种状态下的功能均能实现，且各端口间的隔离度高。
【权利要求】
1.一种基于过耦合技术的谐波混频器，能同时实现二次谐波混频与四次谐波混频功能，其特征在于，包括过耦合器(16)、匹配网络(9)、混频元件(10)、射频回路(11)、本振回路(12)、传输线(13)、中频回路(5、6)以及起中频滤波作用的具有慢波效应的紧凑谐振单元(14)，所述的紧凑谐振单元(14)具有低通特性且在传输线(13)的共同作用下回收混频元件(10)输出的闲置频率信号的能量； 所述过I禹合器(16)包括本振(LO)输入端(I)、射频(RF)输入端、稱合器输出端、I禹合区(3、8)和本振信号回路结构(4)，所述耦合区(3、8)由一对耦合线构成并分别记为第一耦合线(3)、第二耦合线(8)，所述第一耦合线(3)的一端与LO输入端(第一端口)相连，另一端为开路，所述第二耦合线(8)的一端(即RF输入端)与第二端口(7)相连，所述第二耦合线(8)的另一端即耦合器输出端与混频匹配网络(9)相连； 所述混频元件(10)的一端与匹配网络(9)相连，所述混频元件(10)的另一端通过传输线(13)与紧凑谐振单元(14)相连，所述射频回路(11)与本振回路(12)均加载于传输线(13)连接到混频元件(10)的一端，所述中频回路(5、6)加载于过耦合器(16)的射频输入端。
2.根据权利要求1所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，在所述的过耦合器(16)的射频输入端一侧加载有两段长度分别为四倍本振频率、两倍本振频率对应的四分之一波导波长的开路枝节(17、19)，所述开路枝节(17、19)分别通过开关(18、20)与主传输线相连，通过控制开关(18、20)的通断状态，实现混频器不同工作状态之间的切换。
3.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的传输线(13)是一段相位调节传输线，通过调整相位调节传输线(13)的尺寸能降低谐波混频器的变频损耗。
4.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的射频回路(11)与本振回路(12)均为变形扇形枝节，且扇形枝节的半径分别为提供相应回路所对应频率的四分之一波导波长。
5.根据权利要求4所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的变形扇形枝节均通过一段匹配段加载至主传输线，通过调节所述匹配段的尺寸，可与变形扇形枝节共同实现反向并联二极管对输出端的匹配，由此降低混频器的变频损耗。
6.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的本振信号回路结构(4)是一段长度为本振频率对应的四分之一波导波长的开路枝节。
7.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的匹配网络(9)采用平衡短截线(即十字结)实现。
8.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述的中频回路(5、6)由长度为射频频率对应的四分之一波导波长的枝节(6)与接地结构(5)相连而成。
9.根据权利要求1或2所述的一种基于过耦合技术的谐波混频器，其特征在于，所述第一端口与所述耦合器(16)的耦合区(3、8)之间设有长度为LO频率对应的四分之一波导波长匹配段(2)，使LO信号充分耦合到混频元件(10)，由此降低混频器的变频损耗。
【文档编号】H01P1/213GK104269593SQ201410468008
【公开日】2015年1月7日 申请日期:2014年9月15日 优先权日:2014年9月15日
【发明者】李家林, 江伟健, 邵维, 王秉中 申请人:电子科技大学