毫米波波导正交耦合带通滤波器的制作方法

本发明涉及一种主要用于U频段毫米波波导带通滤波器器，尤其是应用于各种毫米波系统频率选择的波导带通滤波器。

背景技术：

现代无线电通信设备越来越多，电磁环境越来越复杂，即使在同一个工作平台也有存在工作在不同频段的收发设备。由于相互间的邻道串扰及外界电磁杂波干扰，会导致无线电通信设备性能变差，严重时甚至会产生阻塞而无法正常工作。因此在无线电通信设备的接收机前端增加选频滤波器就显得非常重要。毫米波滤波器作为毫米波收发信道的关键器件，广泛应用于各种工作平台的毫米波系统中。根据应用平台的不用需求，对滤波器的要求也不一样。为了得到性能较好的高灵敏度接收机,滤除接收机中的各种干扰信号,保留有用信号,必须在接收机前端适合的地方放置滤波器，尤其是放置于系统第一级的预选滤波器,它的性能好坏直接影响整个接收机射频前端的噪声系数。由于预选滤波器处于整个射频前端系统的第一级,其性能对整个接收机系统产生极大的影响。现有技术通常采用的接收机前级的预选滤波器，对滤波器的传输损耗要求非常高。由于预选滤波器位于接收机的前级，其传输损耗直接决定了接收机的接收灵敏度。低损耗的预选滤波器能够大大提高毫米波系统的电气性能。目前接收机主要是采用电调谐预选滤波方式。实现的方法大致有机械调谐、单刀多掷开关滤波器组、PIN开关电容阵和使用变容二极管调节滤波器电容等。近年来，国外对滤波器的研究和技术发展相对成熟，各类文献报道也比较多，但是主要集中在滤波器的小型化和集成化上。在接收机前端预选滤波器中，大多数设计者都是利用变容二极管制作电调谐滤波器，因为它具有中心频率连续可调、设计简单、调试容易、体积很小，且便于数字控制等优点。然而，滤波器的谐振回路一般是采用单级预选滤波器来实现的，且大多为二阶或者三阶谐振回路。由于变容二极管温度特性的离散性影响，难以确定精确的调谐电压与谐振频率的对应关系。同时在毫米波波段滤波器电路分布电容和分布电感对电路谐振点造成很大影响，在电路调试中精度难以保证，传输损耗大。

滤波器作为现代电子通信系统中的一个必不可少的环节——选频网络,已得到了广泛的应用。根据实际应用要求的不同,其采用的物理实现形式种类繁多,如微带的发夹线结构的带通滤波器,平行耦合线滤波器，高低阻抗线滤波器,同轴腔滤波器,以及各种波导腔体滤波器等。其中，波导滤波器因具有损耗低、高Q值的优点而广泛用于微波中继通信、雷达、天馈系统等。波导型滤波器是一种经常使用的无源微波滤波器,易与波导天线的馈电装置连接。传统波导结构滤波器由普通电抗元件，如金属杆、横向膜片等加工而成,其结构复杂、调试困难、成本高,不利于大批量生产。在毫米波波段，随着频率升高，波长短、膜片尺寸小、加工精度要求更高，加工实现难度大。虽然平面电路滤波器可以有效的克服上述缺点,且具有同等的电性能。但当一个带通滤波器对其带外抑制的要求很高时,使用最平坦型或切比雪夫型滤波器将会使滤波器的级数非常大。一方面,微带线切比雪夫型滤波器所面对的带内插损和带外抑制这一对矛盾的存在,将会使滤波器庞大而笨重；另一方面,级数的增加会使滤波器的带内插损变大。不仅如此,当一个滤波器的级数已经很大时,通过增大级数来增加其带外抑制的效果非常不明显。

技术实现要素：

本发明的目的是针对上述现有技术存在的不足之处，提供一种结构简单，加工精度要求低，具有低传输损耗、可实现任意抑制比，频率扩展性好、高带外抑制、可工作在U频段毫米波波导带通滤波器。

本发明的上述目的可以通过以下措施来实现，一种毫米波波导正交耦合带通滤波器，包括一个四端口波导正交耦合器、三段截止波导、两个匹配负载和四段λ/4阻抗变换器，其特征在于：波导正交耦合器公共端①顺次串联第二阻抗变换器、第一截止波导和第一阻抗变换器；直通端②顺次串联第三阻抗变换器、第二截止波导和第一匹配负载；耦合端③顺次串联第四阻抗变换器、第三截止波导和第二匹配负载；第一截止波导的波导截止频率为f1，第二截止波导和第三截止波导的波导截止频率f2相同，且f2﹥f1；波导正交耦合器的公共端①作为滤波器的输入端口，隔离端④作为滤波器的输出端口；输入信号通过标准波导口馈入第一波导阻抗变换器，经过阻抗变换后馈入第一截止波导；信号频率f﹤f1的信号在截止波导1内被抑制，输入信号f﹥f1的信号无损的输入到第二波导阻抗变换器，经再次阻抗变换后，输入到波导正交耦合器公共端①，功分为两路等幅正交信号。一路频率f﹤f1的信号通过直通端②输出至第三阻抗变换器、经过阻抗变化后输入到第二截止波导，信号频率f﹥f2的信号通过第二截止波导无损地输入到第一匹配负载并且被吸收；信号频率f1<f<f2的信号被反射回波导正交耦合器的直通端②，另一路频率f﹤f1的信号通过耦合端③，经过第四阻抗变换器输入到第三截止波导，信号频率f﹥f2的信号通过第三截止波导无损地输入到第二匹配负载并且被吸收；信号频率f1<f<f2的信号被反射回波导正交耦合器的耦合端③；两路被反射回波导正交耦合器的频率f1<f<f2的信号在正交耦合器的隔离端④同相迭加合成输出，而在波导正交耦合器的公共端①反相抵消被抑制，无输出。

本发明相比于现有技术具有如下有益效果。

结构简单。本发明采用一个波导宽带正交耦合器、四段λ/4阻抗变换器线、两段匹配负载、一段截止波导和两段截止波导，基于截止波导构成的毫米波波导正交耦合带通滤波器，结构简单。波导正交耦合器公共端①顺次串联第二阻抗变换器、第一截止波导和第一阻抗变换器。

加工精度要求低。本发明采用在直通端②顺次串联第三阻抗变换器、第二截止波导和第一匹配负载，耦合端③顺次串联第四阻抗变换器、第三截止波导和第二匹配负载，波导正交耦合器的公共端①作为滤波器的输入端口，隔离端④作为滤波器的输出端口。采用波导电路设计滤波电路，无膜片、销钉等小尺寸电路单元。加工精度要求低，批生产加工一致性好，无需调试。

具有低传输损耗。本发明采用标准波导口输入，输入信号经第一波导阻抗变换器，馈入第一截止波导。输入信号频率小于第一截止波导截止频率的信号被抑制，大于第一截止波导截止频率的信号经过第二波导阻抗变换器，输入到波导正交耦合器公共端①，功分为两路等幅正交信号。一路信号通过直通端②输出，经第三阻抗变换器输入和第二截止波导输入到第一匹配负载，信号频率大于第二截止波导截止频率的信号被第一匹配负载吸收，小于第二截止波导截止频率的信号被反射回波导正交耦合器的直通端②。另一路的信号通过耦合端③，经第四阻抗变换器和第三截止波导，输入到第二匹配负载。信号频率大于第二截止波导截止频率的信号被第一匹配负载吸收，小于第二截止波导截止频率的信号被反射回波导正交耦合器的耦合端③。两路被反射回波导正交耦合器的信号在正交耦合器的隔离端④同相迭加合成输出，而在波导正交耦合器的公共端①反相抵消被抑制，无输出。波导滤波器传输损耗主要由截止波导和波导阻抗变换的传输损耗和波导正交耦合器的合成效率决定。而截止波导和波导阻抗变换作为行波馈线的传输损耗非常低，波导正交耦合器可广泛应用于各种功率合成电路中，其合成效率高。

可实现任意抑制比。本发明基于截止波导与波导正交耦合器，采用截止波导实现滤波器上下边带的通带带外抑制，滤波器带外抑制设计只需计算截止波导的波导宽边长度和波导传输线长度即可实现任意抑制比，设计方便灵活。

具有频率扩展性、高带外抑制。本发明的毫米波带通滤波器的工作频率主要由第一截止波导、第二截止波导和第三截止波导的截止频率和波导正交耦合器的工作频率决定。通过调整第一截止波导、第二截止波导和第三截止波导的波导宽边长度，即可设计相应的截止波导截止频率。波导正交耦合器的设计公式在各种公开资料中均有描述，这里不在赘述。滤波器带外抑制可以通过延长第一截止波导、第二截止波导和第三截止波导的长度提高抑制度。

本发明适用于U频段毫米波波导带通滤波器的设计，为U频段毫米波波导带通滤波器设计提供了一种新颖的技术解决方案。

附图说明

下面结合附图对本发明作进一步说明。

图1是本发明毫米波波导正交耦合带通滤波器电路原理框图。

图2是本发明毫米波波导正交耦合带通滤波器结构的主视图。

图3是图2的右视图。

图4是图2的俯视图。

图5是图2的左视图。

图中：1第一输入输出端口，2第一阻抗变换器线，3第一截止波导，4第二阻抗变换器线，5波导正交耦合器，6第一波导匹配负载，7第二截止波导，8第三阻抗变换器线，9第四阻抗变换器线，10第三截止波导，11第二段波导匹配负载，12第二输入输出端口，13滤波器上腔体，14滤波器下腔体。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

参见图1。毫米波波导正交耦合带通滤波器包括一个四端口波导正交耦合器5，三段截止波导：第一截止波导3、第二截止波导7和第三截止波导10；第一波导匹配负载6、第二波导匹配负载11，两个匹配和四段λ/4阻抗变换器；四段阻抗变换器：第一阻抗变换器线2、第二阻抗变换器线4、第三阻抗变换器线8和第四阻抗变换器线9，其中，波导正交耦合器公共端①顺次串联第二阻抗变换器、第一截止波导和第一阻抗变换器；直通端②顺次串联第三阻抗变换器、第二截止波导和第一匹配负载；耦合端③顺次串联第四阻抗变换器、第三截止波导和第二匹配负载；第一截止波导的波导截止频率为f1，第二截止波导和第三截止波导的波导截止频率f2相同，且f2﹥f1；波导正交耦合器的公共端①作为滤波器的输入端口，隔离端④作为滤波器的输出端口；输入信号通过标准波导口馈入第一波导阻抗变换器，经过阻抗变换后馈入第一截止波导；信号频率f﹤f1的信号在截止波导1内被抑制，输入信号f﹥f1的信号无损的输入到第二波导阻抗变换器，经再次阻抗变换后，输入到波导正交耦合器公共端①，功分为两路等幅正交信号。一路频率f﹤f1的信号通过直通端②输出至第三阻抗变换器、经过阻抗变化后输入到第二截止波导，信号频率f﹥f2的信号通过第二截止波导无损地输入到第一匹配负载并且被吸收；信号频率f1<f<f2的信号被反射回波导正交耦合器的直通端②，另一路频率f﹤f1的信号通过耦合端③，经过第四阻抗变换器输入到第三截止波导，信号频率f﹥f2的信号通过第三截止波导无损地输入到第二匹配负载并且被吸收；信号频率f1<f<f2的信号被反射回波导正交耦合器的耦合端③；两路被反射回波导正交耦合器的频率f1<f<f2的信号在正交耦合器的隔离端④同相迭加合成输出，而在波导正交耦合器的公共端①反相抵消被抑制，无输出。

上述波导滤波器的下边带抑制由第一截止波导3实现，低于滤波器通带工作频率的下边带带外抑制可通过调整第一截止波导3的宽边长度和输出长度调整抑制度。下边带外抑制的频率由第一截止波导3的宽边长度决定。波导滤波器的上边带抑制由第二段截止波导7和第三截止波导10匹配负载实现，上边带带外抑制可通过调整第二段截止波导7和第三截止波导10的宽边长度和输出长度调整抑制度。上边带带外抑制的频率由第二段截止波导7和第三截止波导10的宽边长度决定。

参见图2-5。毫米波波导正交耦合带通滤波器由连接于两端矩形板之间的滤波器上腔13和滤波器下腔14组成，其中，第一输入输出端口1、第二输入输出端口12分别设置在矩形板的两端，滤波器上腔13和滤波器下腔14结构镜像对称矩形腔体的中心线，通过对上、下腔对称挖槽构成波导电路。波导正交耦合器5公共端①顺次串联第二阻抗变换器4、第一截止波导3和第一阻抗变换器2，直通端②顺次串联第三阻抗变换器8、第二截止波导7和第一匹配负载6形成一端连接第一输入输出端口1的U形电路结构；耦合端③顺次串联第四阻抗变换器9、第三截止波导10和第二匹配负载11，并形成与第一输入输出端口1的U形电路结构镜像对称的第二输入输出端口12的U形电路结构，其中，第一截止波导3的波导截止频率为f1，第二截止波导7和第三截止波导(10)的波导截止频率相同为f2，且f2﹥f1。

三段截止波导、四段阻抗变换器、两段波导匹配负载和波导正交耦合器的波导窄边与标准波导窄边相同，通过改变波导宽边的长度实现截止波导和阻抗变换器的设计。波导匹配负载采用截至波导中添加斜尖劈状的吸波材料实现。波导正交耦合器采用标准波导设计，所有波导电路全部中心对齐。

输入信号通过第一输入输出端口1输入波导滤波器，经一段标准波导后输入到一段波导宽边变窄的非标波导，即第一阻抗变换器2，第一阻抗变换器的波导长度为中心频率波导波长的1/4左右。阻抗变换后输入到波导宽边更窄的第一截止波导3，在截止波导3内抑制下边带信号后输入到第二阻抗变换器4，第二阻抗变换器4的波导长度和宽边长度与第一阻抗变换器2的相同。第二阻抗变换器4完成阻抗变换后信号输入到波导正交耦合器5。波导正交耦合器5采用两个平行波导宽边耦合的方式实现。信号在波导正交耦合器5中等幅正交功分为两路信号，一路信号在波导正交耦合器5的直通端输出，馈入到第三阻抗变换器8，第三阻抗变换器8通过将标准波导宽边变窄的方式实现。第三阻抗变换器8的波导长度为中心频率波导波长的1/4左右。第三阻抗变换器(8)在完成阻抗变换后输入到波导宽边长度更窄的第二截止波导7，此时上边带信号通过第二截止波导7传输到波导匹配负载6，上边带信号在波导匹配负载6中被吸波材料吸收衰减。而通带信号被反射回第三阻抗变换器8，经过阻抗变换后再次输入到波导正交耦合器5的直通端。另一路信号在波导正交耦合器5的耦合端口输出，馈入到第四阻抗变换器9，第四阻抗变换器9通过将标准波导宽边变窄的方式实现。第四阻抗变换器9的波导长度为中心频率波导波长的1/4左右。第四阻抗变换器9在完成阻抗变换后输入到波导宽边长度更窄的第二截止波导10，此时上边带信号通过第二截止波导10传输到波导匹配负载11，上边带信号在波导匹配负载11中的被吸波材料吸收衰减。而通带信号被反射回第三阻抗变换器9，经过阻抗变换后再次输入到波导正交耦合器的耦合端。两路重新发射回波导正交耦合器5的信号在波导正交耦合器5的隔离度端口同相迭加后在第二输入输出端口14输出，在波导正交耦合器5的公共端反相抵消，无输出。