阵列天线的制作方法

本发明涉及天线，尤其涉及一种阵列天线。

背景技术：

随着无线通信技术的快速发展，4g-lte系统已大规模商业部署，运营商对通信质量要求越来越高，阵列天线作为移动通信系统的重要组成部分，对通信质量起到至关重要的作用。

如今，移动宽带业务不断增长，小区间干扰以及用户的体验成为运营商考虑的关键，传统的阵列天线增益低，瓣宽收敛度以及前后比差，若要展宽工作频带，往往尺寸较大，带来了成本的问题，无法满足运营商需求。

技术实现要素：

基于此，针对上述技术问题，提供一种阵列天线。

为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

一种阵列天线，包括反射板以及多个辐射单元，所述多个辐射单元固定于所述反射板上，所述辐射单元包括底座以及用于形成单极化或者双极化的辐射体，所述辐射体包括固定于底座上的支撑柱以及固定于所述支撑柱上的辐射臂，其特征在于，所述反射板为长条状的金属板，其两侧较长边向上翻折形成对称的折边，所述折边的翻折角度为90°-100°，所述多个辐射单元沿所述反射板的中心线依次等距布置，所述中心线与所述较长边平行，所述辐射臂包括扇形部以及收敛部，所述扇形部的展开角度为60°-90°，其圆心侧固定于所述支撑柱上，所述收敛部由所述扇形部的弧形边向外延伸构成，其两边从所述弧形边的两端对称延伸交汇于一点，该点与所述弧形边的中点以及所述扇形部的圆心均位于一条直线上，且该点至弧形边中点的距离与弧形边中点至扇形部圆心的距离相等。

所述反射板上具有位于所述多个辐射单元与两条折边之间的两块隔离板，所述两块隔离板对称竖直分布于所述多个辐射单元的两侧。

所述反射板还具有分别位于相邻辐射单元之间的多根隔离条，所述隔离条呈n形，其两端与所述两块隔离板固定。

所述扇形部以及收敛部上均设有孔口。

所述辐射单元为11个。

本方案还包括用于为所述多个辐射单元馈电的馈电网络，所述馈电网络包括一个第一一分三功分器、两个第一一分二功分器、四个第二一分二功分器以及一个第二一分三功分器，所述第一一分三功分器以及第二一分三功分器的三个输出端a、b、c的功分比为1:1:2，所述第一一分二功分器以及第二一分二功分器的两个输出端的功分比为1:1，所述第一一分三功分器的输入端连接馈电口，其输出端a经一正向移相器与一个第一一分二功分器的输入端连接，该第一一分二功分器的一个输出端经一正向移相器与一个第二一分二功分器的输入端连接，其另一个输出端连接一个第二一分二功分器，所述第一一分三功分器的输出端b连接一个第二一分二功分器，其输出端c经一反向移相器与另一个第一一分二功分器的输入端连接，该第一一分二功分器的一个输出端连接一个第二一分二功分器的输入端，其另一个输出端经一反向移相器与所述第二一分三功分器的输入端连接，所述第二一分三功分器的三个输出端a、b、c以及四个第二一分二功分器的两个输出端分别通过一根电缆与11个辐射单元连接，所述正向移相器以及反向移相器均为介质移相器，且连接于同一根传动杆上。

所述电缆通过以下步骤计算其长度：

根据所述馈电网络确定各个辐射单元的功率比，进而确定各个辐射单元的幅度比；

根据所述幅度比，通过遗传算法计算各辐射单元的初始相位ψ；

将初始相位ψ最大的辐射单元作为参考基准，其初始相位作为参考初始相位ψ0，相应的电缆长度作为参考电缆长度l0，该参考相位ψ0分别与其余辐射单元的初始相位ψ相减，得到相位差△ψ；

通过△ψ/β计算各辐射单元对应电缆与参考电缆的长度差△l，则各辐射单元对应电缆的长度l为l0+△l，β为电缆的相移常数。

所述第一一分三功分器、第一一分二功分器、第二一分二功分器以及第二一分三功分器均为fr4材质的威尔金森功分器。

本发明对反射板的结构进行了改进，在尺寸不变的情况下，可以优化天线水平面方向图，增加辐射电流路径，有效优化天线阵列的瓣宽以及前后比，有效提高了天线的增益，并且对辐射单元的结构进行了优化，频率覆盖范围广，能够有效覆盖1710-2690mhz频段，在展宽工作频带的同时，减小了尺寸，降低了成本。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明：

图1为本发明的结构示意图；

图2为本发明的辐射单元的结构示意图；

图3为本发明的馈电网络的结构示意图。

图4a-4d为本发明的辐射方向图。

具体实施方式

如图1所示，一种阵列天线，包括反射板1100以及多个辐射单元1200。

反射板1100为长条状的金属板，其两侧较长边向上翻折形成对称的折边1110，折边1110的翻折角度为90°-100°。

在本实施例中，反射板1100由钣金冲压而成，其折边1110的翻折角度为98°。

反射板1100上具有位于多个辐射单元1200与两条折边1110之间的两块隔离板1120，两块隔离板1120对称竖直分布于多个辐射单元1200的两侧，隔离板1120可增加辐射电流路径，优化方向图的瓣宽和前后比。

反射板1100还具有分别位于相邻辐射单元1200之间的多根隔离条1130，隔离条1130呈n形，其两端与两块隔离板1120固定，能有效提高阵列天线极化间的隔离度。

本发明反射板1100对传统的结构进行了改进，在尺寸不变的情况下，可以优化天线水平面方向图，增加辐射电流路径，有效优化天线阵列的瓣宽以及前后比。

多个辐射单元1200固定于反射板1100上，该多个辐射单元1200沿反射板1100的中心线依次等距布置，可以有效提高天线的增益，该中心线与较长边平行。

如图2所示，辐射单元1200由金属压铸构成，其包括底座1210以及用于形成单极化或者双极化天线的辐射体1220，辐射体1220包括固定于底座1210上的支撑柱1221以及固定于支撑柱1221上的辐射臂1222。

两个辐射体1220相对间隙布置，构成单极化天线；四个辐射体1220按十字布置，构成双极化天线。

支撑柱1221与辐射臂1222及底座1210焊接一起，提高辐射单元1200的整体稳定性，同时起到“u型巴伦”的作用，优化辐射单元1200驻波以及方向图。

辐射臂1222包括扇形部1222a以及收敛部1222b，扇形部1222a的展开角度为60°-90°，其圆心侧固定于支撑柱1221上，收敛部1222b由扇形部1222a的弧形边向外延伸构成，其两边从弧形边的两端对称延伸交汇于一点，该点与弧形边的中点以及扇形部1222a的圆心均位于一条直线上，且该点至弧形边中点的距离l2与弧形边中点至扇形部圆心的距离l1相等。

在本实施例中，扇形部1222a的展开角度为90°。

扇形部1222a以及收敛部1222b上均设有两个孔口，两个孔口沿辐射臂1222的中线对称布置，可增加辐射臂1222上电流的路径，改善其s参数。

半波振子带宽较窄，通常采取展宽辐射臂的方式增加带宽，传统的增加辐射臂宽度的方法，在展宽带宽的同时，大大增加了辐射单元1200的尺寸。本发明的辐射臂1222采取从馈点(与支撑柱1221的连接处)开始向外扇形展开(扇形部1222a)，达到辐射臂1222长度一半位置时，再进行收敛(收敛部1222b)，在展宽辐射单元1200工作频带的同时，减小了辐射单元1200的尺寸。

本发明本对辐射单元1200的结构进行了优化，频率覆盖范围广，能够有效覆盖1710-2690mhz频段。

本发明采用11个辐射单元1200，激励分布常见的有等幅分布、余弦分布等，为了优化其上副瓣抑制，通常采用的是道尔夫—切比雪夫最优分布，本发明的馈电网络1300需要优化阵列的上副瓣抑制，同时保证其增益，故采用了一种变化趋势更为平缓的幅度分配，其幅度采用功分器控制，功分器22采用一分二功分器与一分三功分器，其中一分二功分器的功分比为1:1，一分三功分器的功分比为1:1:2，本发明的馈电网络1300中分配到各个辐射单元的功率比为1:1:1:1:2:2:2:2:2:1:1,对应的幅度比为1:1:1:1:1.41:1.41:1.41:1.41:1.41:1:1。

如图3所示，馈电网络1300的具体结构包括一个第一一分三功分器1310、两个第一一分二功分器1320、四个第二一分二功分器1330以及一个第二一分三功分器1340。

第一一分三功分器1310以及第二一分三功分器1340的三个输出端a、b、c的功分比均为1:1:2，第一一分二功分器1320以及第二一分二功分器1330的两个输出端的功分比为1:1。

第一一分三功分器1310的输入端连接馈电口，其输出端a经一正向移相器1350与一个第一一分二功分器1320的输入端连接，该第一一分二功分器1320的一个输出端经一正向移相器1350与一个第二一分二功分器1330的输入端连接，其另一个输出端连接一个第二一分二功分器1330。

第一一分三功分器1310的输出端b连接一个第二一分二功分器1330，其输出端c经一反向移相器1360与另一个第一一分二功分器1320的输入端连接，该第一一分二功分器1320的一个输出端连接一个第二一分二功分器1330的输入端，其另一个输出端经一反向移相器1360与第二一分三功分器1330的输入端连接，第二一分三功分器1340的三个输出端a、b、c以及四个第二一分二功分器1330的两个输出端分别通过一根电缆1370与11个辐射单元1200连接，正向移相器1350以及反向移相器1360均为介质移相器，且连接于同一根传动杆上。

电缆1370具有外导体和内导体，内导体通过馈电片1230与辐射臂连接1222，外导体与支撑柱1221焊接，支撑柱1221上具有上下方向、供电缆穿过的凹槽。

上述结构是11个辐射单元1200中单个极化的馈电网络1300，若连接双极化的天线，则需要两个馈电网络1300。

第一一分三功分器1310、第一一分二功分器1320、第二一分二功分器1330以及第二一分三功分器1340均为fr4材质的威尔金森功分器。

其中，电缆通过以下步骤计算其长度：

根据馈电网络1300确定各个辐射单元1200的功率比为1:1:1:1:2:2:2:2:2:1:1，进而确定各个辐射单元1200的幅度比为1:1:1:1:1.41:1.41:1.41:1.41:1.41:1:1；

根据幅度比，通过遗传算法以及matlab软件计算各辐射单元1200的初始相位ψ；

将初始相位ψ最大的辐射单元1200作为参考基准，将其初始相位作为参考初始相位ψ0，相应的电缆长度作为参考电缆长度l0，该参考相位ψ0分别与其余辐射单元1200的初始相位ψ相减，得到相位差△ψ；

通过△ψ/β计算各辐射单元1200对应电缆与参考电缆的长度差△l，则各辐射单元对应电缆的长度l为l0+△l，β为电缆的相移常数。

对于50ω、介质介电常数为2.08的同轴电缆，在2.2ghz频点的相移常数β＝3.8°/mm。

为了达到所要的赋形相位，需要计算电缆的长度，本发明在保证最短电缆长度能够满足连接要求的前提下，选取其作为参考基准，对应的电缆为参考电缆，从而计算其他电缆的长度，整个馈电网络所需电缆长度大大降低，节约了成本。

本发明阵列天线实现下倾时的相位变化见图3。移相器由同一根传动杆固定，可以控制移相器相位变化一致。拉动传动杆，上方正向移相器1350相位变化△ψ，下方反向移相器1360相位变化为-△ψ，分配到辐射单元1200的相位变化从上到下分别为2*△ψ，2*△ψ，△ψ，△ψ，0，0，-△ψ，-△ψ，-2*△ψ，-2*△ψ，-2*△ψ，对于等间距均匀直线阵，其下倾角θ与相位差△ψ间的关系可以表示为：

dr*sinθ+△ψ＝0

本发明辐射单元1200下倾达到10°，所需的△ψ为105°。

通过馈电网络1300改变辐射单元1200之间的相位差，从而改变远场合成波束指向实现下倾，其在下倾后，方向图的变化不大，增加下倾角度，相邻扇区重叠面积缩小，提高系统覆盖范围，降低通讯干扰，提高通讯品质。

图4a-4d为本发明的辐射方向图,图中x轴为辐射的方位角，y轴为归一化后的电平值，单位为db。

其中，图4a为0°的水平面，0°水平面瓣宽61°，前后比达到了35db。

图4b为0°的水平面，上副瓣抑制达到了26.1db,下倾角精度高。

图4c为10°的水平面，下倾到10°后，水平面瓣宽62°，前后比有27.5db。

图4d为10°的垂直面，下倾到10°后，垂直面上副瓣抑制依然有17.1db，下倾角精度较好。

可见，在下倾后，垂直面仍有很好的上副瓣抑制，水平面方向图也均满足移动通信要求。

但是，本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，而并非用作为对本发明的限定，只要在本发明的实质精神范围内，对以上所述实施例的变化、变型都将落在本发明的权利要求书范围内。