基于超表面的凸面共形卡塞格伦天线的制作方法

本发明属于天线技术领域，涉及一种卡塞格伦天线，可用于通信和雷达。

技术背景

微波天线主要分为端射、缝隙、反射面天线等类型，其中反射面天线具有高增益性能的特点。微波反射面天线主要为抛物面天线，利用抛物面反射面对电磁波的准直作用将来自焦点处馈源发射出的球面波前转换为出射平面波前，形成高增益的方向图。卡塞格伦天线是在抛物面天线基础上增加双曲面副反射面，电磁波经过副反射面和主反射面反射后得到高度定向性的辐射方向图，在通信、雷达等方面获得了广泛的应用。相比于普通抛物面天线，增加的副反射面更便于设计口面场分布，优化天线辐射性能，且馈源放置在靠近主反射面顶点处，显著缩短馈线长度，降低损耗和系统噪声系数。然而经典卡塞格伦天线的抛物面主反射面为凹形，难以在空间飞行器等凸面表面上共形加载。若把卡塞格伦主反射面的抛物面替换为传统的凸面镜，则馈源发射出的所有波经副反射面和凸面镜反射后，反射波传播方向远离副反射面和凸面镜中心连线方向，无法在天线口径面上得到等相位面的平面波前，因此传统凸面镜不适合构建用于波束准直的卡塞格伦天线主反射面。

通常三维卡塞格伦天线辐射的出射波为笔形波束，其垂直面和水平面的波束宽度都很窄，容易获得高增益性能，用于微波散射计等设备进行远距离探测时所需要的发射功率较小，且笔形波束天线对探测目标的俯仰角和方位角的测角精度和分辨力都很高，使用旋转扫描可实现无盲区的连续扫描测绘，所以在空间飞行器等凸形表面上共形加载凸面卡塞格伦天线，并得到高定向笔形波束的辐射方向图，具有很强的实际应用价值。但长期以来，典型的卡塞格伦天线的主反射面由凹形的抛物面金属面加工而成，难以实现与空间飞行器等凸形表面共形，因此实现高定向性辐射的凸面共形的卡塞格伦天线仍是工程中的难题。现有研究多采用基于超表面的平面反射镜代替卡塞格伦天线的主反射面的技术，实现平面共形卡塞格伦天线的波束校准。如中国专利，申请公开号为cn102800994a，名称为“一种卡塞格伦型超材料天线”的发明，公开了一种卡塞格伦超材料天线，该发明通过在接地介质板中间设置平面雪花状十字形金属微结构，金属反射面上覆盖折射率梯度变化超材料来近似曲面反射器的反射特性，实现一种平板结构的卡塞格伦天线，其存在以下不足：

首先，这种天线的相位补偿方式为电磁波先后两次经过超材料，利用传播路径上超材料不同的本构参数在相同物理距离下电波长变化不同的方式来进行波前校准，然而该设计超材料层的相位路径设计前提是假设电磁波垂直入射反射面，并没有考虑当电磁波斜入射时入射角的变化，存在着较大的相位补偿误差，且相位误差随着入射角度的增大而增大；

其次，由于这种天线的反射波前的相位补偿是建立在电磁波两次经过超材料层的基础上的，不同电磁参数超材料与自由空间的匹配程度不同，所以超材料层与自由空间的匹配问题也将影响天线的波前校准结果，造成的相位补偿误差进一步增大；

再次，由于这种天线的所需超材料通过多层介质板内加载金属微结构来实现，不仅结构较为复杂，而且无法解决与载体共形的凸面镜的波束校准问题，相位误差较大。

技术实现要素：

本发明目的在于克服上述现有技术存在的不足，提出一种基于超表面的凸面共形卡塞格伦天线，以减小相位误差，简化天线结构,实现与载体共形的凸面卡塞格伦天线的波束校准。

实现本发明目的的技术思路为:通过在与载体共形的凸面主反射面以及平面副反射面上引入超表面结构，同时考虑电磁波斜入射时入射角的变化，降低天线的相位补偿误差，实现与载体共形的凸面卡塞格伦天线的波束校准。其技术方案如下:

一种基于超表面的凸面共形卡塞格伦天线，包括载体1、主反射镜2、副反射镜3、馈源4和支撑结构5，主反射镜2与载体1共形,馈源4采用角锥喇叭天线，支撑结构5由四根硬质塑料棍组成，每根塑料棍分别连接主反射面2和副反射面3的同侧端点；其特征在于：

所述载体1采用凸面结构；主反射镜2采用基于广义斯涅尔定律构建的抛物特性相位突变超表面结构；副反射镜3采用基于广义斯涅尔定律构建的双曲特性相位突变超表面结构，副反射镜3位于主反射镜2的焦点下方；

所述副反射镜3，包括副介质层31、副反射层32和副相位调控层33，该副相位调控层33由i行j列的二维均匀排布副金属环微结构331组成，且每个副金属环微结构的散射参数相位不同，用于实现将馈源4发射的电磁波发散为以副反射镜3的虚焦点为相位中心的球面波，i≥4，j≥4。

作为优选，所述载体1采用的凸面结构为凸状抛物面柱形结构，且沿柱形表面母线的垂直方向从中心到两侧边缘向下弯曲，弯曲程度遵从开口向下的抛物面方程，中心厚度大于边缘厚度。

作为优选，所述主反射镜2与载体1的共形，为中心镂空结构，且镂空横截面大小与角锥喇叭天线波导部分的截面大小相同，镂空位置安装馈源4。

作为优选，所述主反射镜2，为凸面结构，包括主介质层21、主反射层22和主相位调控层23，该主反射层22印制在主介质层21的下表面，主相位调控层23印制在主介质层21的上表面；

作为优选，所述主相位调控层23由m×n个均匀排布的主金属环微结构231组成，m≥12，n≥12，每个主金属环微结构231的尺寸由其所在位置的电磁波入射角和散射参数相位决定，每个主金属环微结构231的所在位置散射参数相位计算如下：

其中，φ(x,y,z)表示主反射镜2上坐标(x,y,z)处的散射参数相位，dφ＝k(sinθi-sinθr)dr表示φ(x,y,z)对r的导数，其中θi为入射电磁波相对于主反射镜2的入射角，θr为反射电磁波相对于主反射镜2的反射角，k为电磁波传播常数，f为主反射镜2焦距，φ0为任意常数相位值；

每个主金属环微结构231，按中心对称分布，从中心到边缘的相位梯度逐渐变大。

作为优选，所述副介质层31为正方形，其上表面印制副反射层32，其下表面印制副相位调控层33。

作为优选，所述副反射镜3，其虚焦点位于副反射镜3的上方，实焦点位于副反射镜3的下方，且该虚焦点与主反射镜2的焦点重合，该实焦点与馈源4的相位中心重合。

作为优选，所述馈源4采用的角锥喇叭天线，其张角部分最前端开口长边的长度a与副反射镜3的边长d满足如下关系式：

其中，f为主反射镜2的焦距，lh为馈源4的相位中心与主反射镜2的主相位调控层23中心之间的距离。

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

1.本发明天线的主反射面采用凸面镜，并通过在凸面主反射镜和平面副反射镜上引入基于广义斯涅尔定律构建的相位突变超表面结构，实现了电磁波的相位补偿，可得到高定向性笔形波束的辐射方向图，相比现有超材料平面共形卡塞格伦天线，实现了与载体共形的凸面卡塞格伦天线的波束校准。

2.本发明天线的主反射镜和副反射镜均由介质层、印制在介质层一个侧面的反射层和另一个侧面的相位调控层组成，相比现有超材料卡塞格伦天线由反射层、多层介质板和多层介质板中间加载的相位调控层组成的主反射镜和副反射镜，具有结构简单，易于加工，成本低的特点。

3.本发明天线的主反射镜和副反射镜相位调控层上的金属环微结构尺寸大小考虑到了电磁波入射角的变化，具有更精准的相位补偿。

附图说明

图1是本发明的整体结构示意图；

图2是本发明中的主反射镜结构示意图；

图3是本发明中的副反射镜结构示意图；

图4是本发明的电磁波传播路径与馈源设计原理示意图；

图5是本发明实施例在20ghz频率上的二维辐射方向图；

图6是本发明实施例在19.0ghz～21.0ghz的最大增益随频率变化图；

图7是本发明实施例在19.0ghz～21.0ghz的s11仿真图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步的描述。

参照图1，本发明包括载体1、主反射镜2、副反射镜3、馈源4和支撑结构5。载体1位于天线整体结构的最下方，主反射镜2共形镶嵌在载体1的上表面，馈源4位于载体1和主反射镜2的中心镂空位置，副反射镜3位于主反射镜2和馈源4的正上方，通过支撑结构与主反射镜2连接。载体1采用凸面结构，主反射镜2与载体1共形，该共形结构中心镂空，镂空位置安装馈源4，馈源4采用角锥喇叭天线，分为波导部分和张角部分，该波导部分为标准wr51波导。为量化镂空区域具体数值，以主反射镜2上表面中心为坐标原点建立笛卡尔坐标系，x轴沿柱面弯曲方向，y轴柱面母线方向，z轴与x轴和y轴垂直。因为喇叭天线的波导部分截面大小与镂空横截面大小相同，所以根据标准wr51波导的具体尺寸，得到载体1镂空位置沿坐标x的变化区间为[-7.495mm，7.495mm]，沿坐标y的变化区间为[-4.255mm，4.255mm]，沿坐标z的变化区间为[-37.51mm，0mm]。主反射镜2镂空位置沿坐标x的变化区间为[-7.495mm，7.495mm]，沿坐标y的变化区间为[-4.255mm，4.255mm]，沿坐标z的变化区间为[-0.5mm，0mm]。

所述载体1沿x轴从中心到两侧边缘向下弯曲，弯曲程度遵从开口向下的抛物面方程：z＝-(1/600)*x*x，中心厚度大于边缘厚度。

所述主反射镜2、副反射镜3和馈源4设置为正馈方式，即主反射镜2、副反射镜3和馈源4的中心点在同一条直线上。支撑结构5由四根硬质塑料棍组成，每根塑料棍分别连接主反射面2和副反射面3的同侧端点，本实例设但不限于每根塑料棍的长度均为209.33mm。

参照图2，所述主反射镜2，为凸面结构，包括主介质层21、主反射层22和主相位调控层23，该主反射层22印制在主介质层21的下表面，主相位调控层23印制在主介质层21的上表面。

该主介质层21为凸状抛物面柱形结构，介质的厚度为0.5mm，相对介电常数为4.4，相对磁导率为1，本实例设但不限于主介质层21沿x轴的长度为298.22mm，沿y轴的长度为300mm，这个尺寸的设置主要是考虑到整体主反射镜2在具有足够电尺寸时，才能在设计频率20ghz下获得较好的波前校准效果。本实例设但不限于主介质层21沿坐标x的变化区间为[-149.11mm，149.11mm]，沿坐标y的变化区间为[-150mm，150mm]，沿坐标z的变化区间为[-37.51mm，0mm]。

该主反射层22由凸状抛物面柱形金属板组成，镶嵌于主介质层21的下表面，本实例设但不限于主反射层22的中心坐标为(0，0，-0.5mm)，沿坐标x的变化区间为[-148.90mm，148.90mm]，沿坐标y的变化区间为[-150mm，150mm]，沿坐标z的变化区间为[-37.51mm，0mm]。

本实例设但不限于主相位调控层23由14856个均匀排布在主介质层21上表面的主金属环微结构231组成，主金属环微结构231为正方形金属环，相邻主金属环微结构231的中心在x方向间距为2.5mm,在y方向间距为2.5mm，主金属环微结构231的沿坐标x的变化区间为[-147.97mm，147.97mm]，沿坐标y的变化区间为[-148.75mm，148.75mm]，沿坐标z的变化区间为[-36.54mm，0mm]。每个主金属环微结构231的边长l1和线宽w1由其所在位置的电磁波入射角和散射参数相位决定，每个主金属环微结构231的所在位置散射参数相位计算如下：

其中，φ(x,y,z)表示主金属环微结构231的散射参数相位，dφ＝k(sinθi-sinθr)dr表示φ(x,y,z)对r的导数，k＝24°/mm为20ghz电磁波传播常数，θi为入射电磁波相对于主反射镜2的入射角，θr为反射电磁波相对于主反射镜2的反射角，f＝117.79mm为反射镜2的焦距，φ0为任意常数相位值。根据入射角θi以及散射参数相位φ(x,y,z)，通过调节边长l1和线宽w1这两个参数，确定每个主金属环微结构231的结构数值，具体结果如下：

本实例设但不限于主金属环微结构231一共有14856个，用于实现类似抛物面的电磁波相位补偿特性，这些主金属环微结构231的入射角θi的变化区间为[0°，72.10°],散射参数相位区间为[-180°，+180°]，边长l1的变化区间为[1.12mm，2.3mm]，线宽w1的变化区间为[0.1mm，0.55mm]，所有主金属环微结构231，按中心对称分布，从中心到边缘的相位梯度逐渐变大。

参照图3，所述副反射镜3，包括副介质层31、副反射层32和副相位调控层33，所述副介质层31为正方形，其上表面印制副反射层32，其下表面印制副相位调控层33。

该副介质层31的厚度为0.5mm，相对介电常数为4.4，相对磁导率为1，本实例设但不限于副介质层31沿坐标x的变化区间为[-30mm，30mm]，沿坐标y的变化区间为[-30mm，30mm]，沿坐标z的变化区间为[86.1mm，86.6mm]。

该副反射层32由一块正方形平面金属板组成，镶嵌于副介质层31的上表面，本实例设但不限于副反射层32中心坐标为(0，0，86.6mm)，沿坐标x的变化区间为[-30mm，30mm]，沿坐标y的变化区间为[-30mm，30mm]，沿坐标z有固定的坐标值z＝86.6mm。

本实例设但不限于副相位调控层33由576个均匀排布在副介质层31下表面的副金属环微结构331组成，副金属环微结构331为正方形金属环，相邻副金属环微结构331的中心在x方向间距为2.5mm,在y方向间距为2.5mm，副金属环微结构331的沿坐标x的变化区间为[-28.75mm，28.75mm]，沿坐标y的变化区间为[-28.75mm，28.75mm]，沿坐标z有固定的坐标值z＝86.1mm。每个副金属环微结构331的边长l2和线宽w2由其所在位置的电磁波入射角和散射参数相位决定，每个副金属环微结构331的所在位置散射参数相位计算如下：

其中，φ(x,y)表示副金属环微结构331的散射参数相位，dφ＝k(sinθi-sinθr)dr表示φ(x,y)对r的导数，其中θi为入射电磁波相对于副反射镜3的入射角，θr为反射电磁波相对于副反射镜3的反射角，k＝24°/mm为20ghz电磁波传播常数，l＝48mm为馈源4的相位中心与副相位调控层33之间的距离，lh＝38.1mm为馈源4的相位中心与主相位调控层23之间的距离，馈源4的相位中心位于张角部分最前端开口面中心；l+lh＝86.1mm为副相位调控层33与主相位调控层23之间的距离，该距离与每个副金属环微结构331的z轴坐标值相等，即固定坐标数值z＝l+lh＝86.1mm；f＝117.79mm为主反射镜2的焦距，且满足f>l+lh，φ0为任意常数相位值。根据入射角θi以及散射参数相位φ(x,y)，通过调节边长l2和线宽w2这两个参数，确定每个副金属环微结构331的结构数值，具体结果如下：

本实例设但不限于副金属环微结构331一共有576个，用于实现类似双曲面的电磁波相位补偿特性，这些副金属环微结构331的入射角θi的变化区间为[0°，41.63°],散射参数相位区间为[-178.02°，-72.64°]，边长l2的变化区间为[1.12mm，2.3mm]，线宽w2的变化区间为[0.1mm，0.55mm]，所有副金属环微结构331，从中心到边缘的相位梯度逐渐变小。

参照图4，所述副反射镜3，其虚焦点f2位于副反射镜3的上方，实焦点f1位于副反射镜3的下方，且该虚焦点f2与主反射镜2的焦点重合，其坐标为(0，0，117.79mm)，该实焦点f1与馈源4的相位中心重合，其坐标为(0，0，38.1mm)；副反射镜3的虚焦距为f-l-lh＝31.69mm，实焦距为l＝48mm，且满足f-l-lh<l。

馈源4采用的角锥喇叭天线，由波导部分和张角部分组成，波导部分为标准wr51波导，单模传输频率范围为14.5ghz～22.0ghz，波导部分沿坐标x的变化区间为[-7.495mm,7.495mm]，沿坐标y的变化区间为[-4.255mm,4.255mm]，沿坐标z的变化区间为[-10mm,0mm]。张角部分沿坐标x的变化区间为[-11.43mm,11.43mm]，沿坐标y的变化区间为[-8.89mm,8.89mm]，沿坐标z的变化区间为[0mm，38.1mm]。张角部分沿z方向最前端开口面中心为馈源4的相位中心，张角部分最前端开口长边沿x轴的长度a＝22.86mm，其与副反射镜3的边长d＝60mm满足如下关系式：

其中，f＝117.79mm为主反射镜2的焦距，lh＝38.1mm为馈源4的相位中心与主反射镜2的主相位调控层23中心之间的距离。该关系式的约束条件能避免馈源4对本发明天线的出射电磁波产生遮挡，本实施例结构参数满足以上关系式。

馈源4发射的电磁波被副反射镜3发散为以副反射镜3的虚焦点为相位中心的球面波，该球面波经过主反射镜2反射后形成平面波。

以下结合仿真实验结果，对本发明的技术效果作进一步详细描述。

1.仿真条件：

电磁仿真软件cst2017。

2.仿真内容与结果：

仿真1，对本发明实施例在20.0ghz频率下的远场辐射方向图进行全波仿真，其结果如图5所示。

从图5可见，本发明实施例的e面最大辐射方向为0°，增益为32dbi，半功率波束宽度为3°；h面最大辐射方向为0°，增益为32dbi，半功率波束宽度为3.3°，说明本发明在e面和h面均能实现精确的相位补偿，得到较大的增益，实现了良好的笔形波束的辐射方向图特性。

仿真2，对本发明实施例在19.0ghz～21.0ghz频率下的最大增益随频率变化进行全波仿真，其结果如图6所示。

从图6可见，本发明实施例最佳工作频率区间为20.0ghz～20.6ghz，在此区间内增益全部大于32dbi，其最大增益为33.25dbi，对应频点为20.2ghz，说明本发明实施例具有良好的宽带特性。

仿真3，对本发明实施例在19.0ghz～21.0ghz频率下的s11性能进行全波仿真，其结果如图7所示。

从图7可见，本发明实施例在19.0ghz～21.0ghz频段上s11全部低于-12db，说明本发明实施例具有良好的匹配特性。

综上，本发明能得到笔形波束的高增益辐射方向图，扩大了卡塞格伦天线的应用范围，可提高通信和雷达中的共形天线的辐射性能。