本发明属于天线技术领域，具体涉及背腔缝隙天线领域的一种基于基片集成波导siw(substrateintegratedwaveguide)的背腔缝隙双频毫米波天线，可用于毫米波无线通信系统。
背景技术
传统的4g无线通信系统一般采用平面印刷天线，但是平面印刷天线具有较低的增益和天线效率，不适用于毫米波通信。基片集成波导siw具有低损耗、简单制作和易于平面电路集成等优点在毫米波天线具有更广阔的应用前景。相比于4g通信，5g拥有极高的传输速率、更高的信道容量和功率容量以及极低的传输时延。显然，传统的平面印刷天线已经不能满足下一代通信的需求。
随着移动数据流量的高速增长，传统的3ghz下的无线电频谱不能满足5g无线通信的要求。根据通信原理，无线通信的最大信号带宽大约是载波频率的5％左右，因此载波频率越低，可实现的信号带宽也越窄，则信号传输速率越低。
例如，北京邮电大学在其申请的专利中“一种用于双频毫米波系统的平面天线”(申请号：201410674715.5，公开号：cn104393416a)提出了名称为一种用于毫米波波段的双频天线。该天线利用设置在辐射贴片中部的对称e型槽，用于提供双频谐振所需的电流路径，并在介质板的下表面两侧输入差分信号用于天线馈电。该天线具有整体结构简单，方向图对称的优点，但是该天线仍存在的不足之处是，馈电结构复杂，天线辐射效率较低，不利于天线的大规模推广使用。
东南大学在其申请的专利中“一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化天线”(申请号：201611184431.3，公开号：cn106654591a)提出了名称为一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化毫米波天线。该毫米波天线利用由siw构成的近似圆形背腔以及圆形背腔正面的两个指数渐变缝隙，用于提供双频圆极化辐射。该天线具有定向辐射、双频圆极化等优点。但是该天线仍存在的不足之处是，天线辐射增益较低和阻抗带宽窄的问题，限制了天线的使用。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺点，提出一种基于siw技术的背腔缝隙双频毫米波天线，用于解决现有毫米波双频天线带宽窄、天线增益和效率低的技术问题。
为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：
一种基于基片集成波导siw的背腔缝隙双频毫米波天线，包括辐射层、馈电层和复合转换结构，所述辐射层由第一金属覆层和第一矩形介质板组成；所述第一金属覆层印制在第一矩形介质板的上表面；所述馈电层包括第二矩形介质板、第二上层金属覆层和第二下层金属覆层；所述复合转换结构蚀刻在第二矩形介质板的第二下层金属覆层下表面短边的边缘处；
所述第一矩形介质板设置有贯穿于第一金属覆层和第一矩形介质板的第一金属化通孔，该第一金属化通孔构成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔；所述第一金属覆层的上表面中心两侧蚀刻有两条相互平行的矩形辐射缝隙，且关于第一矩形介质板相垂直的xoz面对称分布；
所述第二矩形介质板的短边边缘的一侧，开设有贯穿于第二上层金属覆层和第二下层金属覆层呈渐变“u”型分布的第二金属化通孔，该渐变“u”型分布的第二金属化通孔的几何中心，关于第二矩形介质板的几何中心的y轴对称分布；所述第二上层金属覆层，在位于渐变“u”型分布的第二金属化通孔的底部蚀刻有矩形耦合缝隙，所述矩形耦合缝隙的几何中心，关于第二矩形介质板几何中心的y轴对称分布；
所述矩形耦合缝隙的几何中心，且关于第一金属化通孔形成的圆形基片集成波导siw谐振腔的中心沿z轴方向重合，用于缝隙耦合馈电；
所述第一金属化通孔形成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔直径为d，其中，12.8mm≤d≤13.2mm；每个金属化通孔的直径和间距按公式
所述两条相互平行的矩形辐射缝隙距离为dx，其中，2.3mm≤dx≤2.5mm；矩形辐射缝隙的长度为lx、宽度为ly，其中，0.9mm≤lx≤1.1mm；9mm≤ly≤9.4m；
所述渐变“u”型分布的第二金属化通孔的直径和间距，按公式
所述的矩形耦合缝隙底部与渐变“u”型分布的第二金属化通孔底部圆心之间的距离为m，其中0.7mm≤m≤0.8mm，矩形耦合缝隙的长度为sl、宽度为sw，其中，3.7mm≤sl≤3.9mm；0.25mm≤sw≤0.35mm。
本发明与现有技术相比具有如下优点：
第一，本发明由于采用第一矩形介质板上设置有第一金属化通孔，并构成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔，同时在第一金属覆层和第一矩形介质板的上表面中心两侧蚀刻有两条相互平行的矩形辐射缝隙的技术方案；并通过在第二矩形介质板的上层金属覆层蚀刻有矩形耦合缝隙，以及渐变“u”型分布的第二金属化通孔形成基片集成波导，当两条相互平行的矩形辐射缝隙同时切割圆形基片集成波导表面的同向电流，并利用矩形耦合缝隙给圆形基片集成波导siw谐振腔从而形成同向辐射和缝隙耦合馈电，克服了现有技术中天线辐射增益较低和阻抗带宽窄的技术问题，提高了天线辐射增益和效率并拓宽了带宽。
第二，本发明在第二矩形介质板的上层金属覆层蚀刻有矩形耦合缝隙，渐变“u”型分布的第二金属化通孔构成基片集成波导，该结构用以形成缝隙耦合馈电，克服了现有技术中天线馈电结构复杂的技术问题，使得本发明具有馈电结构简单的优点。
附图说明
图1是本发明天线的立体结构示意图。
图2是本发明天线的第二矩形介质板的仰视图。
图3是本发明天线的第一矩形介质板的俯视图。
图4是本发明天线的第二矩形介质板的俯视图。
图5是本发明天线仿真回波损耗参数随频率变化图。
图6是本发明天线仿真天线增益参数随频率变化图。
图7是本发明天线在28ghz时仿真的xoz面和yoz面的方向图。
图8是本发明天线在38ghz时仿真的xoz面和yoz面的方向图。
具体实施方式
以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步的详细描述：
实施例1
参照图1和图2，一种基于基片集成波导siw的背腔缝隙双频毫米波天线，包括辐射层1、馈电层2和复合转换结构3，所述辐射层1由第一金属覆层11和第一矩形介质板12组成；所述第一金属覆层11印制在第一矩形介质板12的上表面；所述馈电层2包括第二矩形介质板22、第二上层金属覆层21和第二下层金属覆层23；所述复合转换结构3蚀刻在第二矩形介质板22的第二下层金属覆层23下表面短边的边缘处；
所述第一矩形介质板12设置有贯穿于第一金属覆层11和第一矩形介质板12的第一金属化通孔13，该第一金属化通孔13构成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔；所述第一金属覆层11的上表面中心两侧蚀刻有两条相互平行的矩形辐射缝隙111，且关于第一矩形介质板12相垂直的xoz面对称分布；
所述第二矩形介质板22的短边边缘的一侧，开设有贯穿于第二上层金属覆层21和第二下层金属覆层23呈渐变“u”型分布的第二金属化通孔24，该渐变“u”型分布的第二金属化通孔24的几何中心，关于第二矩形介质板的几何中心的y轴对称分布；所述第二上层金属覆层21，在位于渐变“u”型分布的第二金属化通孔24的底部蚀刻有矩形耦合缝隙211，所述矩形耦合缝隙211的几何中心，关于第二矩形介质板22几何中心的y轴对称分布；
所述矩形耦合缝隙211的几何中心，且关于第一金属化通孔13形成的圆形基片集成波导siw谐振腔的中心沿z轴方向重合，用于缝隙耦合馈电。
参照图3，所述第一金属化通孔13形成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔,其直径d＝12.96mm；每个金属化通孔的直径和间距按公式
所述两条相互平行的矩形辐射缝隙111，其距离为dx＝2.42mm；矩形辐射缝隙111的长度为lx＝9.2mm、宽度为ly＝1mm。
在第一金属化通孔13形成圆形基片集成波导siw谐振腔和第一金属覆层11和第一矩形介质板12的上表面中心两侧蚀刻有两条相互平行的矩形辐射缝隙111，通过调节两条相互平行矩形辐射缝隙111的长度、宽度及间隔距离，有效的切割圆形谐振腔表面同向电流，从而提高了天线辐射增益。
参照图4，所述渐变“u”型分布的第二金属化通孔24的直径和间距，按公式
所述的矩形耦合缝隙211底部与渐变“u”型分布的第二金属化通孔24底部圆心之间的距离m＝0.75mm，矩形耦合缝隙211的长度sl＝3.8mm、宽度为sw＝0.3mm。
所述第二上层金属覆层21蚀刻有矩形耦合缝隙211，实现了缝隙耦合馈电，通过调节矩形耦合缝隙211的长度、宽度及其底部与渐变“u”型分布的第二金属化通孔24底部圆心之间的距离，改善了阻抗匹配，拓宽了天线的带宽。
实施例2
本实施例的结构与实施例1相同，仅对如下参数作了调整：
所述第一金属化通孔13形成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔直径d＝12.8mm；所述两条相互平行的矩形辐射缝隙111距离dx＝2.3mm，矩形辐射缝隙111长度lx＝0.9mm，宽度为ly＝9mm；所述渐变“u”型分布的第二金属化通孔24开口方向沿x轴相邻两金属化通孔圆心之间的间距m1＝4mm；所述的矩形耦合缝隙211底部与渐变“u”型分布的第二金属化通孔24底部圆心之间的距离m＝0.7mm，矩形耦合缝隙211的长度为sl＝3.7mm、宽度为sw＝0.25mm。
实施例3
本实施例的结构与实施例1相同，仅对如下参数作了调整：
所述第一金属化通孔13形成圆形分布的基片集成波导siw谐振腔直径d＝13.2mm；所述两条相互平行的矩形辐射缝隙111距离dx＝2.5mm，矩形辐射缝隙111长度lx＝1.1mm，宽度为ly＝9.4mm；所述渐变“u”型分布的第二金属化通孔24开口方向沿x轴相邻两金属化通孔圆心之间的间距m1＝4.2mm；所述的矩形耦合缝隙211底部与渐变“u”型分布的第二金属化通孔24底部圆心之间的距离m＝0.8mm，矩形耦合缝隙211的长度为sl＝3.9mm、宽度为sw＝0.35mm。
以下结合仿真试验，对本发明的技术效果作进一步描述：
1、仿真条件和内容：
对于所描述的本发明天线结构，对其工作在26ghz-40ghz频段上的性能进行仿真实验。
利用商业仿真软件hfss_17.1对上述实施例天线输入回波损耗进行仿真计算。
利用商业仿真软件hfss_17.1对上述实施例天线可实现增益进行仿真计算。
利用商业仿真软件hfss_17.1对上述实施例天线28ghz频点xoz面和yoz面的方向图进行仿真计算。
利用商业仿真软件hfss_17.1对上述实施例天线38ghz频点xoz面和yoz面的方向图进行仿真计算。
2、仿真结果分析：
参照图5，横坐标表示天线的工作频率，纵坐标表示天线的输入回波损耗。本发明低频点相对带宽为12％，高频点相对带宽为3.3％，与现有技术相比较，该天线有效的拓展了带宽。
参照图6，横坐标表示天线的工作频率，纵坐标表示天线的+z轴方向的增益。低频28ghz频点的增益为8.6db，高频38ghz频点的增益为9.7db，与现有技术相比较，该天线有效的提高了增益。
参照图7，虚线表示的是频点为28ghz时的xoz面的天线辐射方向图，实线表示的是频点为28ghz时的yoz面的天线辐射方向图。
参照图8，虚线表示的是频点为38ghz时的xoz面的天线辐射方向图，实线表示的是频点为38ghz时的yoz面的天线辐射方向图。从图7和图8中可以看出，两频点都具有高方向性的辐射方向图。
与现有技术相比，以上仿真结果说明本发明天线具有双频辐射性能，高频和低频的工作频带宽，且工作频带内的增益强；从28ghz和38ghz频点的天线辐射方向图来看，天线具有高方向性。本发明具有更简单的馈电结构、更高的天线效率和增益以及更宽的带宽。
以上所述仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内，因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。