一种基于双模介质谐振器的微波差分滤波器的制作方法

本发明涉及射频通信滤波技术领域，尤其涉及一种基于双模介质谐振器的微波差分滤波器。

背景技术：

与单端电路相比，差分电路凭借其高抗噪声和串扰的能力在微波电路和通信系统中扮演着极其重要的角色。适应于这一趋势，很多具有良好性能的差分滤波器已被广泛地探索和研究。在早期的设计中，许多差分滤波器采用了印刷电路板技术，低温共烧陶瓷技术和基片集成波导技术实现的谐振器，但它们存在着低品质因数(Q)的缺点，限制了其在某些实际工程中的应用。

介质谐振器由于具有高Q值，小体积和优异温度稳定性的优势，现已广泛应用于现代无线通信系统中。采用双模或多模谐振器能够实现滤波器尺寸的小型化。例如，双模谐振器作为一种最简单的多模结构，它能够等效为一个双调谐电路。当滤波器的阶数给定时，使用的谐振器数目就能缩减一半，这能够有效地减小滤波器体积。

最近，有提出利用TE_11δ模矩形介质谐振器和TE_01δ模圆环形介质谐振器设计了两种差分滤波器。然而，所设计的差分滤波器的体积相对较大，这是因为采用的介质谐振器都是以单模工作。

技术实现要素：

本发明针对现有技术中存在的，基于介质谐振器的差分滤波器体积较大的问题，提供了一种基于双模介质谐振器的差分滤波器，能够有效减小滤波器的体积。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种基于双模介质谐振器的微波差分滤波器，包括金属腔体、固定设置在金属腔体内的两组差分激励结构和横截面呈十字形的双模介质谐振器、设置在金属腔体外壁上的与两组差分激励结构对应连接的两组微波接头，所述双模介质谐振器等效于两个相同的矩形介质谐振器正交形成，每一组差分激励结构互为镜像且分别与一个等效的矩形介质谐振器的两端部正对设置，其中，一组差分激励结构用于信号输入，另一组差分激励结构用于信号输出。

优选的，等效的两个矩形介质谐振器在相交处形成四个拐角，至少一对互为对角的拐角处设置有两个用于分离正交模式的沿双模介质谐振器的高度方向延伸的微扰件，微扰件和双模介质谐振器具有相同的介电常数。

优选的，所述微扰件横截面呈方形。

优选的，等效的两个矩形介质谐振器的主模均为TE_11δ模。

优选的，差分激励结构为馈电探针，包括与金属腔体内壁垂直的第一馈电部以及自第一馈电部的端部起竖直向下延伸形成的第二馈电部。

优选的，所述微波接头包括与第一馈电部对接的内导体以及嵌套在内导体外部的与金属腔体外壁相连的外导体。

优选的，所述滤波器还包括固定设置在所述金属腔体底部的用于承载所述双模介质谐振器的底座。

优选的，所述金属腔体包括主体部、金属盖板，所述主体部包括四个第一侧壁以及四个连接相邻的第一侧壁的第二侧壁，任意相邻的两个第一侧壁垂直设置，任意相邻的两个第二侧壁垂直设置，每两个相对的第一侧壁安装一组差分激励结构。

实施本发明的基于双模介质谐振器的微波差分滤波器，具有以下有益效果：本发明采用的谐振器由两个相同的矩形介质谐振器正交形成，根据矩形介质谐振器固有的电磁特性，每个矩形谐振器的主模都可以被一对位于其两侧的馈电探针差分激励，由于采用双模介质谐振器的原因，滤波器仅需要一个金属腔体，从而具有尺寸小型化的优势。进一步优选的，本发明还可以在两个矩形介质谐振器相交形成的一对相对拐角处设置两个用于正交模式分离的微扰件。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明基于双模介质谐振器的微波差分滤波器的较佳实施例的主透视图；

图2是本发明基于双模介质谐振器的微波差分滤波器的较佳实施例的俯视图；

图3是双模介质谐振器的结构示意图；

图4是双模介质谐振器主模TE_11δ模的电磁场在x-y平面内的分布示意图；

图5是双模介质谐振器的TE_11δ^x模的差分激励原理示意图；

图6是差分双模介质滤波器在差模工作状态下的耦合路径；

图7是微扰件的参数a和耦合系数之间的关系；

图8是馈电探针的参数l₁和l₃与外部Q值之间的关系；

图9是馈电探针的参数l₂与外部Q值之间的关系；

图10是耦合矩阵M对应的频率响应与仿真频率响应的对比图；

图11是差分双模介质滤波器的仿真和实测结果示意图。

具体实施方式

本发明的差分滤波器所采用的谐振器等效于两个相同的矩形介质谐振器正交形成，根据矩形介质谐振器固有的电磁特性，每个矩形谐振器的主模都可以被一对位于其两侧的馈电探针差分激励，由于采用双模介质谐振器的原因，滤波器仅需要一个金属腔体，从而具有尺寸小型化的优势。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施例对上述技术方案进行详细的说明，应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。

参考图1-2，较佳实施例中，差分滤波器包括金属腔体1、固定设置在金属腔体1内的两组差分激励结构21、22和双模介质谐振器3、设置在金属腔体1的外壁上的与两组差分激励结构21、22对应连接的两组微波接头，如图中，端口1-1’为一组微波接头，端口2-2’为另一组微波接头。

其中，金属腔体1包括高度为l₄的主体部以及封盖所述主体部的金属盖板，所述主体部包括四个第一侧壁11以及四个连接相邻的第一侧壁11的第二侧壁12，第一侧壁11的宽度大于第二侧壁12的宽度，任意相邻的两个第一侧壁11垂直设置，任意相邻的两个第二侧壁12垂直设置。实际上，其横截面等效于一个边长为w₁的正方形的四个拐角被切除形成。

每两个相对的第一侧壁11安装一组差分激励结构21或者差分激励结构22。差分激励结构21互为镜像且与一个等效的矩形介质谐振器31的两端部正对设置，同理，差分激励结构22互为镜像且与一个等效的矩形介质谐振器32的两端部正对设置。一组差分激励结构21/22用于信号输入，另一组差分激励结构22/21用于信号输出，它们具有相同的尺寸并且开路于金属腔体1的底部。本实施例中，差分激励结构21、22为馈电探针，具体包括与金属腔体1内壁垂直的第一馈电部以及自第一馈电部的端部起竖直向下延伸形成的第二馈电部，如图2中，第一馈电部长度为l₁，如图1中，第二馈电部长度为l₂。

参考图3，所述双模介质谐振器3等效于相同的两个矩形介质谐振器31和32正交形成，双模介质谐振器3的与竖直方向垂直的横截面呈十字形。

其中，等效的两个矩形介质谐振器在相交处形成四个拐角。优选的，至少一对互为对角的拐角处设置有两个用于分离两个正交模式的沿双模介质谐振器3的高度方向延伸的微扰件4。微扰件4和双模介质谐振器3具有相同的介电常数。本实施例中，双模介质谐振器3的介电常数和损耗角正切分别38和2.5×10^-4。

如图2中，较佳实施例在一对互为对角的拐角处分别设置了一个微扰件4。当然，还可以将微扰件4设置在另外一对互为对角的拐角处，或者在4个拐角处均设置微扰件4。

较佳实施例中，所述微扰件4横截面呈方形。可以理解的是，具体的形状并不限于此，横截面还可以是矩形，或者微扰件4还可以是柱形甚至是不规则的条形，这些都在本发明的保护范围之内。

另外，本实施例中，所述微扰件4与所述双模介质谐振器3一体成型。需要明确的是，一体成型仅仅是本发明的一个优选方案，实际上微扰件4还可以是与双模介质谐振器3分离的结构，这些都在本发明的保护范围之内。

微波接头的高度为l₃，所述微波接头包括与第一馈电部对接的内导体以及嵌套在内导体外部的与金属腔体1外壁相连的外导体。具体实施例中，第一馈电部和内导体直接连接。

所述滤波器还包括固定设置在所述金属腔体1的底部上的用于承载所述双模介质谐振器3的底座5。具体的，底座5包括一体成型的方形底板51和与方形底板垂直的柱体结构52，双模介质谐振器3通过粘合方式与柱体结构52固定，方形底板51的四角通过螺钉固定在金属腔体1的底部上。

本实施例中，底座5具体为Al₂O₃材质。当然，具体材料并不限于此，只要底座5具备一定的刚性能用于承重即可。

下面结合上述实施例介绍本发明的工作原理。

矩形介质谐振器可以在不同频率下发生谐振，以其中一个矩形介质谐振器31为例，其尺寸为：A*B*L。其中，A、B、L分别表示矩形介质谐振器的长、高、宽。以矩形介质谐振器自身的中心为原点、自身的长为x轴、自身的宽为y轴、自身的高为z轴建立坐标系，它的谐振模式一般可分类为TE_mn(s+δ)和TM_mn(s+δ)模式，其中，m，n和s为分别为谐振器内沿x，y和z方向上的半波数，0<δ<1。通过控制矩形介质谐振器L/(A+B)的比值，可以保证最低频率的谐振模式为TE_11δ主模。在滤波器设计中，矩形介质谐振器的尺寸选定为A×B×L＝31×24.5×11mm³。在这种情况下，TE_11δ模式不仅可以作为主模工作而且它与高阶模式的分离程度较好。根据双模介质谐振器3的结构，我们得知它存在一对具有相同谐振频率的正交模式，即TE_11δ^x和TE_11δ^y模式，它们的电磁场分布如图4所示。

根据图4所示的TE_11δ模电磁场分布和安培右手螺旋定则，双模介质谐振器3的两个TE_11δ模式可以由一组馈电探针差分激励。其中，差分激励结构21励TE_11δ^x模式，差分激励结构22激励TE_11δ^y模式，每一组差分激励结构的两个馈电探针引入用于激励相应TE_11δ模式的等幅反向电流，如图5中，以TE_11δ^x模式为例，实线黑色箭头表示电流方向。根据互易性原理可知，从工作在TE_11δ模式的介质谐振器上提取的信号也必然是反向的。

四个馈电探针用于组成两对差分输入/输出，它们具有相同的尺寸并且开路于腔体底部，并且其长度和高度决定了输入/输出耦合量，即Q_e^d。图6所示的是滤波器在差模工作状态下的耦合路径，其中，S^d和L^d分别代表源和负载，R1和R2分别代表矩形介质谐振器31、32，实线代表主耦合，虚线代表交叉耦合。

一般情况下，正交模之间不存在耦合。如果正交模式需要发生耦合，那么它们的电磁场分布就应该被扰乱。本发明中的横截面呈方形的微扰件4即是用于两个正交模式的分离，其尺寸为a*a*B。两个模式间的耦合系数，即由微扰件4的尺寸决定。可通过如下公式提取：

其中，f₁和f₂分别代表较低和较高的谐振频率。提取的方法是减少l₁的长度从而形成弱耦合，然后根据曲线记录相应的f₁和f₂。从图7可以看出，的值随着a增加而增大。

提取Q_e^d的步骤如下：第一步是去除一对微扰件4，矩形介质谐振器32和相应的差分激励结构22；第二步，根据的群时延特性记录f₀，之后再根据的相位特性记录在f₀处的±90°带宽。所以，Q_e^d可通过如下公式提取：

根据图8可以看出，当馈电探针参数l₁或l₃增大时，Q_e^d的值减小；根据图9可以看出，当馈电探针参数l₂增大时，Q_e^d的值减小。

基于以上分析，设计一个中心频率为1.78GHz，0.09dB纹波相对带宽(FBW)为0.63％的两阶差分切比雪夫带通滤波器。按照滤波器设计指标，低通原型滤波器的集总元件值为：g₀＝1，g₁＝0.8177，g₂＝0.6128。差分滤波器设计所需要的Q_e^d和可由如下公式得到：

为了直观反应滤波器在差模工作状态下的频率响应，进而来验证滤波器设计的结果，可以根据滤波器设计指标和计算的Q_e^d和拟合出滤波器差模工作时的耦合矩阵M，如公式(5)所示。在主耦合对应的结构尺寸一旦确定以后，相比于主耦合非常弱的交叉耦合对应的结构尺寸也随之而固定，并且交叉耦合是产生低端传输零点的原因。

参考图10可以发现耦合矩阵M对应的频率响应与仿真频率响应吻合的较好。从而该耦合矩阵对应的频率响应能够较好的验证设计结果。图中，表示差模信号在端口1-1’的反射系数；表示差模信号从端口1-1’到端口2-2’的传输系数。

最终，根据差分滤波器设计所需要的Q_e^d和差分滤波器结构的对应尺寸可确定如下：l₁＝3.56mm，l₂＝30.7mm，l₃＝33mm，l₄＝53mm，w₁＝45mm，w₂＝45mm，a＝3.9mm。图11给出了提出的差分滤波器的仿真和实测结果，图中，表示差模信号在端口1-1’的反射系数；表示差模信号从端口1-1’到端口2-2’的传输系数；表示共模信号从端口1-1’到端口2-2’的传输系数。从图中可以看出仿真和实测结果表现出良好的一致性。测得的差模通带中心为1.78GHz，实现了约为1.2％的3dB相对带宽，通带内回波损耗优于11.5dB，并且仿真和实测的最小插入损耗约为0.4dB和0.8dB。与此同时，差模通带内的共模抑制大于32dB。从该图中还可以看出，在频率2GHz附近出现了寄生通带，它是由最低次谐波TE_12δ模式构建的，此模式能被激励为共模响应。

综上所述，实施本发明的基于双模介质谐振器的微波差分滤波器，具有以下有益效果：本发明采用的谐振器由两个相同的矩形介质谐振器正交形成，根据矩形介质谐振器固有的电磁特性，每个谐振器的主模TE_11δ模都可以被一对位于其两侧的馈电探针差分激励，两个矩形介质谐振器相交处形成的一对相对拐角处设置两个用于正交模式分离的微扰件。由于采用双模介质谐振器的原因，滤波器仅需要一个金属腔体，从而具有尺寸小型化的优势。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。