一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关的制作方法

本发明涉及射频通信领域，具体涉及一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关。

背景技术：

开关和带通滤波器是很多射频子系统(例如时分双工前端)中的基本单元。通常，它们以级联的形式存在，内部连接可能存在不匹配，导致性能退化。另外，它们的总损耗是带通滤波器和开关的损耗之和，比较大；并且由于开关三极管或二极管的寄生参数，其隔离一般小于30dB。

为了降低损耗并提高隔离性，提出了具有开关和滤波器两种功能的单刀单掷滤波开关(SPST)。通过打开或关闭滤波结构中嵌入的PIN二极管可以实现ON和OFF状态。但是，某些滤波开关电路在ON状态下信号通过PIN二极管引入了额外的插入损耗，且减小了功率承载能力。另外，ON和OFF状态可以通过使用PIN二极管改变谐振器的谐振频率来实现，然而这种方法通常需要高阶带通滤波器(BPF)来获得OFF状态的高度隔离。除了滤波SPST开关，还可以将单刀双掷(SPDT)开关和BPF集成，以便于协同设计。例如，使用多组滤波器共用公共的谐振器实现，从而减小尺寸，优化性能。但现有技术中所实现的滤波开关基本上都只有较低的功率承载能力，不适用于大功率应用。而且，现有滤波开关使用的都集成在PCB或IC上，由于品质因数(Q值)限制，难以实现高选择性和很窄的相对带宽(FBW)。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关，克服现有技术中的滤波开关在ON状态下插入损耗大、在OFF状态下隔离度不高、且不适用于大功率应用的缺陷。

本发明采用如下技术方案：

一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关，包括至少一个介质谐振器、金属腔、开关电路及馈电线结构，所述开关电路集成到PCB板后嵌入到金属腔内，介质谐振器位于金属腔内，所述馈电线结构包括结构相同的输入馈电线结构及输出馈电线结构，所述输入馈电线结构及输出馈电线结构位于同一个介质谐振器的两侧，均由主馈电线及两条支馈电线构成，所述两条支馈电线与主馈电线垂直，且连接在主馈电线的两侧，其中一条支馈电线的一端与金属腔连接并接地，另一条支馈电线的一端与金属腔内的开关电路连接；通过控制所述开关电路的通和断，实现对所述馈电线结构与所述介质谐振器的耦合系数的控制，从而实现基于介质谐振器的滤波开关的关闭和打开状态。

所述开关电路由电容、二极管及电阻构成，另一条支馈电线的另一端与电容的一端连接，电容的另一端与二极管正极连接，二极管的另一端接地，所述电阻一端连接到电容和二极管正极之间，其另一端连接直流电压源。

当介质谐振器为两个以上时，输入馈电线结构及输出馈电线结构分别位于不同介质谐振器的一侧。

所述介质谐振器为等对称介质谐振器，具体为长方体或者圆柱。

所述介质谐振器的中心处开有隔离不同谐波模式的通孔，所述介质谐振器设置有调节谐振频率的调谐盘，还包括设置在介质谐振器之间的用于提供电交叉耦合的金属探针。

一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关，包括介质谐振器、金属腔、开关电路及耦合线结构，所述耦合线结构包括第一耦合线结构及第二耦合线结构，所述开关电路设置在金属腔内，所述介质谐振器具体为三个，依次设置在金属腔内的第七介质谐振器、第五介质谐振器及第六介质谐振器，所述第一耦合线结构设置在第七介质谐振器及第五介质谐振器之间，所述第二耦合线结构设置在第五介质谐振器及第六介质谐振器之间，所述第一耦合线结构及第二耦合线结构结构相同，均包括主耦合线和第一及第二支耦合线，所述第一及第二支耦合线一端连接在主耦合线的两端，并与主耦合线垂直，所述第一支耦合线的另一端接地，第二支耦合线的另一端与开关电路连接，所述耦合线结构中的支耦合线与第五介质谐振器耦合，第一耦合线结构的主耦合线与第六介质谐振器耦合，第二耦合线结构的主耦合线与第七介质谐振器耦合。

还包括电容电感并联电路，所述第一支耦合线的另一端经由电容电感并联电路接地；

所述开关电路由电容、二极管及电阻构成，第二支耦合线的另一端与电容的一端连接，电容的另一端与二极管正极连接，二极管的另一端接地，所述电阻一端连接到电容和二极管正极之间，其另一端连接直流电压源。

还包括设置在第五、第六及第七介质基板下侧的第一输入输出馈电线、第二输入输出馈电线和第三输入输出馈电线。

所述主耦合线具体为弯折结构，由竖直线及横线垂直连接构成，所述横线与第一及第二支耦合线连接。

所述介质谐振器为等对称介质谐振器，具体为长方体或圆柱。

本发明的有益效果：

通过在馈电线结构或耦合线结构中引入开关电路，经由馈电线结构或耦合线结构与介质谐振器之间的耦合来控制滤波开关的ON和OFF状态，在ON状态下，PIN二极管是关闭的，信号不能通过，因此PIN二极管不引入额外损耗，且不会降低功率承载能力；在OFF状态下，不是像传统开关中仅仅通过关闭二极管或三极管来实现，而是通过控制耦合来实现，因而隔离性能得到明显增强。

附图说明

图1是一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关的结构图；

图2是长方体介质谐振器的结构示意图；

图3A-3B是长方体介质谐振器TE_11δ模式下的电磁场的示意图；

图4是支馈电线短路时x-y平面的电磁场的示意图；

图5A示出了介质谐振器和T形馈电线结构之间的I型耦合方案；

图5B示出了介质谐振器和T形馈电线结构之间的II型耦合方案；

图6A和6B分别示出了z＝L/2平面内耦合区域的磁场和电场；

图7示出了窄带4阶介质谐振器滤波单刀单掷开关的结构示意图；

图8A是ON状态响应的理论值、仿真值和测量值示意图；

图8B是OFF状态响应的仿真值和测量值示意图；

图8C是ON状态下测得的输出功率随输入功率变化的示意图；

图9A及9B分别示出了基于介质谐振器的滤波单刀双掷开关的结构示意图和拓扑结构；

图10A和10B分别示出了第一滤波器的等效结构和相移特征；

图11A及图11B分别是不同参数下基于介质谐振器的滤波单刀双掷开关的仿真结果示意图；

图12是第二滤波器的结构及电流电场分布图；

图13A示出了金属杆与介质谐振器两种耦合方案；

图13B示出了第二滤波器的拓扑结构及相移特征；

图14A、14B示出了不同设计参数时第二滤波器的仿真结果；

图15A和15B分别是基于介质谐振器的滤波单刀双掷开关的仿真和测量结果的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

如图1，一种基于介质谐振器的低损耗高隔离滤波开关，包括至少一个介质谐振器1、金属腔2、开关电路3及馈电线结构4，所述开关电路集成在PCB板5上，所述PCB板嵌入在金属腔内，所述介质谐振器位于金属腔内，所述馈电线结构为T型结构，包括结构相同的输入馈电线结构及输出馈电线结构，所述馈电线结构均由主馈电线41及两条支馈电线42,43构成，所述两条支馈电线与主馈电线垂直，且连接在主馈电线的两侧，其中一条支馈电线43的一端43B与金属腔连接并接地，另一条支馈电线42的一端42B与金属腔内的开关电路连接，所述主馈电线41位于与其耦合的介质谐振器的一个侧面的中心点。

当一个介质谐振器时，所述输入馈电线结构及输出馈电线结构位于同一个介质谐振器的两侧；当介质谐振器为两个以上时，输入馈电线结构及输出馈电线结构可以分别位于不同介质谐振器的一侧。

当介质谐振器为三个以上时，还包括设置介质谐振器之间的金属探针。

其中，所述开关电路包括电容C、二极管PIN和电阻R，所述支馈电线43的一端43B经由所述电容C与所述二极管PIN的正极连接，所述二极管PIN的负极接地，所述电阻R的一端连接到所述电容C和二极管PIN之间，另一端连接直流电压源。

如图2所示，所述介质谐振器为等对称介质谐振器，本实施例中优选为长方体形状，A、B、L分别为其长度、宽度和高度。在长方体介质谐振器中通常使用TE_mn(s+δ)和TM_mn(s+δ)，因为它们的电场分布是规律的，其中m、n、s分别是x、y和z方向下介质谐振器中的半波的数量，且0<δ<1。通常，当L/(A+B)的值较小时，介质谐振器的谐振模式为TE_11δ模式，可以使用基于亥姆霍兹方程式的混合磁壁方法来计算TE_mn(s+δ)模式的电磁场，其方法和边界条件如下：

where

k_x＝mπ/A,k_y＝nπ/B,k_z＝(s+δ)π/L

其中，k是工作频率下的波数，γ_z是z方向上的传播常数，μ₀是真空中的磁导率，ε_r介质谐振器的相对介电常数。图3A-3B示出了TE_11δ模式下介质谐振器的电磁场，从图3A所示的x-y平面的电磁场示意图可以看出，电场矢量关于中心平面S₁-S₁’对称。图3B示出了z＝L/2平面的磁场，磁场垂直于该平面并关于中心平面S₁-S₁’对称。

所述介质谐振器的中心处开设有隔离不同谐波模式的通孔11，所述介质谐振器上设置有调节谐振频率的调谐盘12，所述通孔与调谐盘的个数与介质谐振器的个数相同。

本发明通过控制介质谐振器和T型结构之间的耦合可以实现滤波开关的ON和OFF状态。在ON状态下，调节耦合系数来获得所需的通带响应；在OFF状态下，耦合调节至零，从而实现高隔离。

本发明实施例提供的基于介质谐振器的滤波开关，在ON状态下，二极管是关闭的，信号不能通过，因此二极管不引入额外损耗，且不会降低功率承载能力；在OFF状态下，不是像传统开关中仅仅通过关闭二极管或三极管来实现，而是通过控制耦合来实现，因而隔离性能得到明显增强。

为了实现ON和OFF状态的耦合，所述两条支馈电线的一端与主馈电线垂直，且连接在主馈电线的两侧，其中一条支馈电线的另一端与金属腔连接并接地是短路的，另一条支馈电线的另一端与金属腔内的开关电路连接是短路或开路，其另一端是短路或开路的状态决定滤波器的开关状态，当信号在两个支馈电线中传输时，传输模式与同轴线中的传输模式类似。根据传输线理论，两条支馈电线中的均一化的电压和电流分布表示如下：

I：当两端都是短路情况时：

II：一端短路，另一端开路的情况时：

其中，I_L是金属探针的短路端电流，Z_c和β分别表示特征阻抗和传播常数。

由于电长度较短，主馈电线41在电磁场分布上的作用可以忽略。图4示出了两条支馈电线短路时x-y平面的电磁场，可以看出，电场关于x轴对称，磁场在x轴两侧是反向的。当一条支馈电线短路而另一条支馈电线开路时，S₁-S₁’两侧的电流和电压是不对称的，因此电场和磁场都是不对称的。

图5A示出介质谐振器和T型馈电线结构之间的I型耦合情况，具有两个短路端的支馈电线与介质谐振器1耦合，关于图5A所示的中心平面对称。介质谐振器1与馈电线结构的耦合系数k可以用电耦合系数k_e和磁耦合系数k_m表示如下：

k＝k_e-k_m

其中，k_e和k_m可以由耦合能量与存储能量的比值确定：

其中，和分别表示电场矢量和磁场矢量，v表示体积。

为了方便分析，图6A中示出了z＝L/2平面内耦合区域的磁场部分，上文已经说明，介质谐振器的磁场关于中心平面对称，金属探针的磁场在中心平面两侧反向，因此，I型的k_m(k_m1)计算结果为零，即k_m1＝0。图6B示出了电场部分，金属探针的电场关于中心平面对称，但是，介质谐振器的在x轴的电场在中心平面两侧是反向的，因此，I型的k_e(k_e1)计算结果为零，即k_e1＝0。相应地，磁与电的总耦合k₁等于零。

图5B示出了II型耦合方案的结构，其中支馈电线的一端短路而另一端开路。当馈电线结构不对称时，馈电线结构的电场和磁场也是不对称的，因此k₂是非零的，即k₂≠0。II型中，k₂的值可以通过介质谐振器与馈电线结构之间的距离来控制。

图7示出了一种窄带4阶介质谐振器滤波单刀单掷开关的结构示意图，包括金属腔2、第一介质谐振器DR1、第二介质谐振器DR2、第三介质谐振器DR3及第四介质谐振器DR4，馈电线结构4包括输入馈电线结构和输出馈电线结构。第一介质谐振器DR1、第二介质谐振器DR2、第三介质谐振器DR3和第四介质谐振器DR4均为长方体。第一、第二、第三及第四介质谐振器DR1-DR4的中心处均开始有通孔来隔离TE_11δ和TM_11δ模式，第一、第二、第三及第四介质谐振器DR1-DR4上分别设置有第一至第四调谐盘601-604来调节谐振频率。

如图7所示，在金属腔中嵌入PCB板5，所述PCB板集成开关电路3。输入馈电线结构的支馈电线的一端与金属腔连接并接地，另一端与PCB板上开关电路3连接。所述输出馈电线结构的连接方式与输入馈电线连接方式相同，输入侧的开关电路与输出侧的开关电路结构相同且关于中心面对称，金属探针7设置在第一介质谐振器及第四介质谐振器之间，用于提供交叉耦合。

当二极管PIN开启时，该单刀单掷开关处于关闭状态，输入馈电线结构与金属腔连接的一端短路，由于二极管PIN开启，输入馈电线结构与开关电路连接的一端也被认为短路。需要注意的是，开关电路引入了电容效应，这将增加输入馈电线结构一端的有效长度。由于这个原因，输入馈电线结构40与金属腔连接的另一端稍稍延长，以补偿电容效应。因此，具有两个短路端的输入馈电线结构几乎关于中心面对称。因此，输入馈电线结构与第一介质谐振器DR1之间的耦合与I型相同，耦合强度为零；同样地，输出馈电线结构与DR4之间的耦合也与I型相同，耦合强度为零。因此，TE_11δ的信号不能从一个端口传递到另一端口，实现了OFF状态的高度隔离。

当二极管关闭时，该单刀单掷开关处于开启状态，馈电线与开关电路连接的一端开路，而与金属腔连接的一端短路。由于没有信号穿过开关电路，滤波开关与带通滤波器相同。因此，功率处理能力与介质滤波器相同。另外，可以用传统的分析方法进行分析。

由于具有开路端和短路端的馈电线是非对称的，输入(输出)馈电线结构与第一介质谐振器DR1(第四介质谐振器DR4)之间的耦合与II型相同，因此，馈电线与介质谐振器之间的耦合强度可以用来获取所需输入和输出外部品质因数。在本实施例中，通道中心频率为1.832GHz，相对带宽(FBW)为0.65％。回波损耗优于20dB，两个传输零点分别在1.8GHz和1.865GHz。根据图7所示的结构，N+2阶耦合矩阵如下：

所需要的耦合系数k和外部质量要素Q_e计算如下：

k_ij＝FBW×M_ij

因此，参数计算如下：k₁₂＝k₃₄＝0.0059,k₂₃＝0.0046,k₁₄＝0.0000765,Q_e＝143.8。因此，可以根据传统滤波器设计理论来确定介质谐振器滤波单刀单掷开关的设计参数。

介质谐振器的基底的介电常数为36.5，损耗因素为1*10^-4。

图8A是ON状态响应的理论值、仿真值和测量值示意图；图8B是OFF状态响应的仿真值和测量值示意图；图8C是ON状态下测得的输出功率随输入功率变化的示意图。从图8A可以看出，理论值、仿真值和测量值之间的一致性很高，测量得到的通带的中心频率为1.832GHz，3-dB分频宽为0.65％，中心频率处的插入损耗小于1dB，回波损耗优于20dB，带外抑波高于68dB。两个传输零点分别在1.8GHz和1.865GHz，大大增强了边缘可选择性。由于ON状态下没有信号通过PIN二极管，滤波开关可以处理大功率，如图8C所示。在测量中，在二极管PIN上施加反向偏置-65V，可以看出输入P1dB大于49dBm，表示该介质谐振器滤波单刀单掷开关可以用于大功率系统。在OFF状态下，在测量频率为1.7GHz-1.95GHz的范围内，隔离优于53dB。说明本发明具有较低的ON状态损耗，大功率处理能力，和较高的OFF状态隔离。

实施例2

如图9A示出了一种基于介质谐振器的滤波单刀双掷开关，包括金属腔、三个介质谐振器DR₅-DR₇、第一、第二耦合线结构NRN₁，NRN₂及三条输入输出馈电线S、L₁、L₂。所述第七介质谐振器DR₇、第五介质谐振器DR₅及第六介质谐振器DR₆依次设置在金属腔内，第一耦合线结构NRN₁位于第五介质谐振器及第六介质谐振器之间，第二耦合线结构NRN₂位于第五介质谐振器及第七介质谐振器之间，第一及第二耦合线结构均为T形结构，由主耦合线和两条支耦合线构成，所述主耦合线为弯折结构，具体由横线及竖直线垂直连接构成，所述横线与两条支耦合线的一端连接并垂直，一条支耦合线的另一端与金属腔内的开关电路连接，另一条支耦合线的另一端与相互并联的电感电容并联电路连接然后接地，电容C_g用于补偿开关电路的电容效应，电感L_DC为二极管PIN的偏置电路提供接地端，所述开关电路包括电容C、二极管PIN和电阻R，所述支耦合线的一端经由所述电容C与所述二极管PIN的正极连接，所述二极管PIN的负极接地，所述电阻R的一端连接到所述电容C和二极管PIN之间，另一端连接直流电压源。

如图9B示出了介质谐振器滤波单刀双掷开关的拓扑结构，输入输出馈电线和耦合线结构之间存在交叉耦合，通过使用共用的第一输入输出馈电线S和第五介质谐振器DR₅，总电路可以分成两个滤波器，即第一滤波器和第二滤波器，通过控制第一耦合线结构NRN₁和第二耦合线结构NRN₂中的二极管PIN，该电路可以工作在两种状态，在状态一下，第一滤波器开启，第二滤波器关闭；在状态二下，第一滤波器关闭，第二滤波器开启。

当第二耦合线结构NRN₂中的二极管开启且NRN₁中的二极管PIN关闭时，滤波单刀双掷开关处于状态一，第一滤波器开启，第二滤波器关闭。用于提供DC路径的电感L_DC在工作频率处可忽略。在这种情况下，当第二耦合线结构NRN₂中的二极管PIN开启时，NRN₂中的两条支耦合线的端部与地短接，因此，第二耦合线结构NRN₂的支耦合线是对称的，第五介质谐振器DR₅和第二耦合线结构NRN₂之间的耦合与I型相同。合成的耦合系数是零。同时，第一输入输出馈电S和NRN₂之间的交叉耦合非常弱，因此，信号不能从第一输入输出馈线S传递到第三输入输出端馈线L₂。因此，第二滤波器关闭，第一输入输出馈电线S和第三输入输出馈线L₂之间、第二输入输出馈线L₁和第三输入输出馈线L₂之间实现高度隔离。

因为第二滤波器关闭，因此它可以忽略。图10A示出了其等效结构，仅仅包含第一滤波器。当第一耦合线结构NRN₁中的二极管PIN关闭时，NRN₁中的两条支耦合线的端点是分别是开路和短路。因此，第一耦合线结构NRN₁与II型相同，第一耦合线结构NRN₁和第五介质谐振器DR₅之间的耦合非零并受控。此时，第一滤波器与具有图11B所示拓扑结构的传统BPF相同。利用滤波器设计理论，就可以实现所需的带通响应。由于第一输入输出馈电线S和第一耦合线结构NRN1之间、第一耦合线结构NRN₁和第二输入输出馈电线L₁之间的交叉耦合，可以生成两个传输零点。

对传输零点的分析中，电耦合和磁耦合产生的相移分别可以看作是90°和-90°。如图10A所示，具有开路端的第一输入输出馈电线S向第五介质谐振器DR₅提供电耦合，因此从第一输入输出馈电线S到第五介质谐振器DR₅的相移是90°。具有开路端和短路端的NRN₁中的两条支耦合线与DR₅耦合，由于短路端具有强磁场，第五介质谐振器DR₅与第一耦合线结构NRN₁之间的耦合是磁耦合，从第五介质谐振器DR₅到第一耦合线结构NRN₁之间的相移是-90°。类似地，从S到NRN₁、从NRN₁到DR₆、从DR₆到L₁、以及从L₁到NRN₁的相移均为90°。对于DR₅和DR₆，它们在谐振频率的相移为0°。但是，在比通带更低或更高的频率下，它们等效于电容和电感，分别提供90°和-90°的相移。图10B示出了相位关系，从S到NRN₁有两条传输路径，路径I和路径II，在高于通带的频率处，每条路径的相移分别是：

Path I:90°

Path II:90°+(-90°)+(-90°)＝-90°

可以看出，路径I和路径II传输出来的信号具有180度的相位差，若特定频率处它们的幅度相同，那么来自两条路径的信号可以被抵消，产生传输零点。同样地，路径I和路径II在低于通带的频率处的相移都是90°，因此，无法产生传输零点。对于电路结构NRN₁、DR₆和L₁，在低于通带的频率处可以产生传输零点。因此，对于第一滤波器，在通带两侧可以产生两个传输零点，增强了选择性。

图11A-图11B示出了仿真结果示意图，可以看出，通带的两个边缘处均出现了传输零点(TZ1和TZ2)。如图11A所示，改变输入馈电线的长度L_m1，可以改变S和DR₅之间、以及S和L₁之间的耦合，发现L_m1仅仅对TZ2的位置有影响。如图11B所示，TZ2固定时，输出馈电线的长度L_m2可以改变TZ1的位置。因此，可以认为TZ1和TZ2是由从NRN到电源和负载的交叉耦合产生的。

当第一耦合线结构NRN₁中的二极管PIN开启且第二耦合线结构NRN₂中的二极管PIN关闭时，滤波单刀双掷开关处于状态二，第一滤波器关闭，第二滤波器开启。同样地，第一输入输出馈电线S和第二输入输出馈电线L₁之间、L₁和第二输入输出馈电线L₂之间可以实现高度隔离。第二滤波器与传统BPF相同，结构如图12所示。利用滤波器设计理论，就可以实现所需的带通响应。类似于处于状态一的第一滤波器，在第二滤波器中，也可以利用从耦合线结构到电源和负载的交叉耦合来产生传输零点，从而增强边缘可选择性。

图中Port1、Port2及Port3均表示端口。

对传输零点的分析中，图13A示出了两种金属杆与介质谐振器的耦合方案，金属杆一上的电流和介质谐振器产生的电场是同向的，介质谐振器与金属杆一之间的耦合是电耦合，相移为90°。金属杆二上的电流与介质谐振器中的电场是反向的，虽然金属杆二与介质谐振器之间的耦合也是电耦合，但由于反向的场分布，存在额外的180°相移，因此总相移可以表示为-90°(或270°)。图13B示出了具有相移特征的第二滤波器的拓扑结构，由于S到NRN₂以及NRN₂到L₂的交叉耦合，通带附近可以产生两个传输零点。图14A及图14B示出了不同设计参数下第二滤波器的仿真结果，可以看出，通带两侧分别具有传输零点。同时，通过控制S到NRN₂(或NRN₂到L₂)的结构中的耦合，在T_Z1’和T_Z2’中一个固定时，可以改变另一个的位置。

图15A及图15B示出了基于介质谐振器单刀双掷滤波开关仿真和测量结果图，具有高度吻合性。

当第一滤波器开启且第二滤波器关闭时，第一滤波器具有良好的滤波响应，而第二滤波器高度隔离，如图15A所示。测量得到的第一滤波器的通带的中心频率为1.831GHz，3-dB分频宽为1.28％。回波损耗优于25dB，通带中心频率处的插入损耗为0.39dB。两个传输零点位于1.73GHz和1.937GHz，大大增强了边缘可选择性。对于处于OFF状态的滤波器2，在1.6GHz-2.1GHz的频率范围内，Port1和Port3之间的抑制水平S31优于45dB。同时，Port2和Port3之间的隔离S32高于47dB。输入P1dB大于49dBm。

如图15B所示，当第一滤波器关闭且第二滤波器开启时，第一滤波器表现高隔离性能，第二滤波器表现良好滤波响应。测得的第二滤波器的通带的中心频率为1.831Ghz，3-dB分频宽为1.3％，回波损耗优于20dB，带内插入损耗为0.4dB。两个传输零点分别在1.718GHz和1.95GHz处，实现了较高的边缘可选择性。在1.6GHz-2.1GHz的频率范围内，第二输出端口Port2和第一输出端口Port1或Port3之间的隔离，即S21或S23，分别优于45dB和47dB。

本发明提供的介质谐振器滤波开关，在ON状态下具有较低插入损耗以及较高功率处理能力，在OFF状态下具有高度隔离性；能在通带两侧都产生传输零点，从而实现急剧的衰减率和较高的带外抑制。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。