用于多模滤波器的电路和方法与流程

本发明大体涉及电子电路和方法，尤其涉及用于多模滤波器的电路和方法。

背景技术：

蜂窝通信设备包括收发器，例如用于接收和发射射频(rf)信号的射频收发器。rf收发器可包括设计用于过滤接收到的rf信号的基带带宽的基带滤波器。基带滤波器的示例为与单极点滤波器(singlepolefilter)耦合的差分双二阶滤波器(differentialbiquadfilter)。收发器可集成在能够接收和发射多种通信标准的rf信号的单块芯片上，这些通信标准包括全球移动通信系统(gsm)、宽带码分多址(wcdma)、长期演进(lte)、时分同步码分多址(tdscdma)、增强型gsm数据速率演进(edge)，以及电气和电子工程协会(ieee)wi-fi802.11a/b/g/n。这些不同的通信标准支持不同的宽带带宽，因此对滤波器的要求也不同。

技术实现要素：

根据实施例，集成电路包括含有第一金属氧化物半导体(metal-oxide-semiconductor，mos)电容器的第一电容元件和与所述第一电容元件并联耦合的第二电容元件，其中所述第二电容元件包括第二mos电容器。所述集成电路还包括与所述第一电容元件和所述第二电容元件并联耦合的第三电容元件，其中所述第三电容元件包括第一金属绝缘体金属(metal-insulator-metal，mim)电容器和与所述第一电容元件、所述第二电容元件和所述第三电容元件并联耦合的第四电容元件，其中所述第四电容元件包括第二mim电容器。

根据另一实施例，电路包括含有第一输入端、第二输入端和第一输出端的第一运算放大器(op-amp)，其中所述第一输入端耦合到第一节点，所述第二输入端耦合到第二节点，所述第一输出端耦合到第三节点。所述电路还包括耦合到所述第一节点和第四节点的第一电阻器以及耦合到所述第四节点和第五节点的第一电容元件，其中所述第一电容元件包括第一mos电容器和与所述第一mos电容器并联耦合的第一mim电容器。此外，所述电路还包括耦合到所述第一节点和所述第三节点的第二电容元件，其中所述第二电容元件包括第二mos电容器和与所述第二mos电容器并联耦合的第二mim电容器。所述电路还包括耦合到所述第三节点和第六节点的第二电阻器和第二运算放大器，所述第二运算放大器包括耦合到所述第六节点的第三输入端、耦合到第七节点的第四输入端和耦合到第八节点的第二输出端。另外，所述电路还包括耦合到所述第六节点和所述第八节点的第三电容元件，其中所述第三电容元件包括第三mos电容器和与所述第三mos电容器并联耦合的第三mim电容器。

根据额外实施例，一种选择电容结构的电容的方法包括确定是否选择了所述电容结构的第一电容元件，其中所述第一电容元件包括第一mos电容器；以及确定是否选择了所述电容结构的第二电容元件，其中所述第二电容元件包括第二mos电容器，并且所述第二电容元件与所述第一电容元件并联耦合。所述方法还包括确定是否选择了所述电容结构的第三电容元件，其中所述第三电容元件包括第一mim电容器，所述第三电容元件与所述第一电容元件和所述第二电容元件并联耦合；以及确定是否选择了所述电容结构的第四电容元件，其中所述第四电容元件包括第二mim电容器，并且所述第四电容元件与所述第一电容元件、所述第二电容元件和所述第三电容元件并联耦合。此外，所述方法还包括根据所述确定结果选择所述第一、第二、第三和第四电容元件中的一个或多个。

根据又一实施例，制造集成电路的方法包括在半导体基板表面形成第一电容元件，在所述半导体基板表面形成第二电容元件，以及将所述第一电容元件与所述第二电容元件并联耦合。所述方法还包括在覆盖所述半导体基板表面的金属层中形成第三电容元件，以及在覆盖所述半导体基板表面的所述金属层中形成第四电容元件。此外，所述方法还包括将所述第三电容元件与所述第一电容元件和所述第二电容元件并联耦合，以及将所述第四电容元件与所述第一电容元件、所述第二电容元件和所述第三电容元件并联耦合。

上文相当宽泛地概述了本发明的实施例的特征，目的是让人能更好地理解下文对本发明的详细描述。下文中将描述本发明的实施例的额外特征和优点，其形成本发明的权利要求书的标的物。所属领域的技术人员应了解，所公开的概念和具体实施例可容易地用作修改或设计用于实现本发明的相同目的的其他结构或过程的基础。所属领域的技术人员还应意识到，此类等效构造不脱离所附权利要求书中所提出的本发明的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考以下结合附图进行的描述，其中：

图1示出了实施例基带滤波器；

图2示出了实施例差分基带滤波器；

图3示出了实施例电容器电路；

图4示出了另一实施例电容器电路；

图5示出了实施例金属氧化物半导体(mos)电容器电路；

图6示出了另一实施例mos电容器电路；

图7示出了实施例金属绝缘体金属(mim)电容器电路；

图8示出了实施例mim电容器电路；

图9示出了实施例mos和mim电容器电路；

图10示出了实施例mos和mim电容器布局；

图11示出了实施例mos和mim电容器集成电路；

图12示出了另一实施例mos电容器电路；

图13示出了实施例跟踪振荡器电路；以及

图14示出了选择电容器的实施例方法。

除非另有指示，否则不同图中的对应标号和符号通常指代对应部分。绘制各图是为了清楚地说明实施例的相关方面，因此未必是按比例绘制的。

具体实施方式

最初应理解，尽管下文提供一个或多个实施例的说明性实施方案，但可使用任意数目的当前已知或现有的技术来实施所公开的系统和/或方法。本发明决不应限于下文所说明的所述说明性实施方案、图式和技术，包含本文所说明并描述的示范性设计和实施方案，而是可以在所附权利要求书的范围以及其均等物的完整范围内修改。

对于3g和4g蜂窝收发器，可在单块芯片上实施若干无线标准。各种标准对基带滤波器带宽的要求不同，带宽范围为全球移动通信系统(gsm)的200khz至长期演进(lte)-40的20mhz。通常，大型电容器用于低带宽滤波器，小型电容器用于高带宽滤波器。

双二阶滤波器或双二阶加实极点滤波器(realpolefilter)是蜂窝基带接收器的主要滤波器。图1示出了电路100，电路100是可用作收发器中的基带滤波器的单极点之前的电流驱动双二阶滤波器的示例。双二阶滤波器(biquadfilter或biquadraticfilter)是一种实施传递函数(两个二次函数之比)的线性滤波器电路100示出了低通tow-thomas双二阶滤波器。电路100中双二阶部分的固有频率由下式给出：

其中r116是电阻器116的电阻，r118是电阻器118的电阻，c112是电容器112的电容，c122是电容器122的电容。因此，电容器112的电容和电容器122的电容影响电路100的临界频率。对于将实施为多模滤波器的电路100，电容器112和电容器122可以是可变电容器。滤波器100的电压增益(vout/vin)由下式给出：

电路100中双二阶部分的品质因数由下式给出：

其中r114是电阻器114的电阻。电路100的二阶传递函数由下式给出：

电路100包含三个运算放大器：运算放大器110、运算放大器120和运算放大器126。运算放大器126反转运算放大器120的输出，而运算放大器110和运算放大器120执行滤波函数。运算放大器110的正输入端耦合到接地端104，而运算放大器110的负输入端耦合到电阻器106，电阻器106耦合到电流源102和电容器108。在示例中，电流源102为1安培的ac电流源。电容器112和电阻器114并联耦合在运算放大器110的负输入端和输出端之间。电阻器118耦合在运算放大器110的输出端和运算放大器120的负输入端之间，而运算放大器120的正输入端连接到接地端104。电容器122耦合在运算放大器120的负输入端和输出端之间。电容器124耦合在运算放大器120的输出端和运算放大器126的负输入端之间。运算放大器126的正输入端耦合到接地端104，而电阻器128耦合在运算放大器126的负输入端和输出端之间。电阻器116耦合在运算放大器126的输出端和运算放大器110的负输入端之间。为了调节电路100的频率和q，可将各种电阻器和电容器实施为可变电阻器和电容器，可调节可变电阻器和电容器来改变电路100的频率和q。

rf接收器中的基带滤波器可实施为差分滤波器。图2示出了电路130，电路130为具有单极点的电流驱动差分双二阶滤波器。电路130包含两个全差分运算放大器：差分运算放大器142和差分运算放大器156。与电路100中的三个运算放大器相比，由于全差分运算放大器中固有的反转，电路130中仅使用两个运算放大器。电路130中双二阶部分的固有频率由下式给出：

其中r162是电阻器162的电阻，r152是电阻器152的电阻，c158是电容器158的电容，c146是电容器146的电容。电路130的增益由下式给出：

其中r162是电阻器162的电阻，r138是电阻器138的电阻。

电路130可以是对称的，即电路的上半部分对应电路的下半部分。在示例中，电容器146和电容器150的电容相等，电容器158和电容器160的电容相等，可调节这些电容来改变低通滤波器的固有频率和q。电阻器的电阻和电容器的电容是可调的，所以可调节电路130的固有频率来使电路130成为多模滤波器。在一项实施例中，可接通电容器来补偿对滤波器的截止频率容差的影响，并可以调换电阻器来选择滤波器的工作模式(例如，lte-40、lte-20、gsm等)。

电阻器138耦合在负输入端132和差分运算放大器142的负输入端之间，而电阻器140耦合在正输入端134和差分运算放大器142的正输入端之间。电容器136耦合在负输入端132和正输入端134之间。电阻器144和电容器146并联耦合在差分运算放大器142的负输入端和正输出端之间，而电阻器148和电容器150并联耦合在差分运算放大器142的正输入端和负输出端之间。电阻器152耦合在差分运算放大器142的正输出端和差分运算放大器156的负输入端之间，电阻器154耦合在差分运算放大器142的负输出端和差分运算放大器156的正输入端之间。电容器158耦合在差分运算放大器156的负输入端和差分运算放大器156的正输出端之间，而电容器160耦合在差分运算放大器156的正输入端和差分运算放大器156的负输出端之间。电阻器162耦合在差分运算放大器156的负输出端和差分运算放大器142的负输入端之间，电阻器164耦合在差分运算放大器156的正输出端和差分运算放大器142的正输入端之间。负输出端166耦合到运算放大器156的正输出端，正输出端168耦合到运算放大器156的负输出端。

图3示出了电路170，电路170可用作(例如，电路130中的)可变电容器。开关182接通和断开电容器172，开关184接通和断开电容器174，开关186接通和断开电容器176，开关188接通和断开电容器180。在示例中，省略开关182。电容器172的电容可以是固定的(cfix)，其可以一直连接。电容器174的电容为最低有效位(clsb)电容，而电容器176的电容为clsb的倍数，并且电容器180的电容也为clsb的倍数。例如，电容器176的电容是电容器174的两倍，电容器180的电容是电容器174的四倍。电容器174、电容器176和电容器180与电容器172分别并联连接或断开来获取电路170所需的电容。尽管电路170中仅示出四个电容器，但是额外的电容器也可以与电容器172并联连接，其中每个连续的电容器的电容为前一个电容器的电容的倍数。随着滤波器从较宽带宽滤波模式(即，lte-40)进入较窄带宽滤波模式(即，gsm)，通过增加额外的电容器为给定模式获取合适的值来增加cfix和clsb的值。因此，以高带宽模式部署的所有电容器在低带宽模式下均可重用。

在rf收发器的多模滤波器中，两个带宽非常接近以至于电路170中实施clsb所需的电容器太小，几乎无法实施。图4示出了电路190，可以调节电路190的电容使得电容接近，而无需要求某个电容器的电容为clsb。和电路170中一样，电路190具有四个电容器，每个电容器(电容器192、电容器194、电容器196和电容器198)的一端与开关(开关200、开关202、开关204、开关206)连接，开关与每个电容器串联，使得电容器可以独立连接来获取所需电容。在示例中，省略开关200。但是，配置电路190使得每次只能连接一个电容器。电容器192的电容为cfix，电容器194的电容为cfix+clsb，电容器196的电容为cfix+n*clsb，电容器198的电容为cfix+m*clsb，其中n和m为整数。在示例中，n为2，m为3。可以根据所需的滤波器截止频率精度来扩展该结构以包括更多的电容器。在示例中，我们使用16个电容器和4比特二进制调谐控制字(tuningword)。

电路170和电路190中使用的可变电容器可实施为金属氧化物半导体(mos)电容器。mos电容器的面积较小并且电容可能很小，这有助于电容中的小阶跃(step)，小阶跃在实施高带宽滤波器中非常有用。在高带宽滤波器中我们需要小的电容阶跃。然而，mos电容器，尤其是具有大电容的大型电容器，具有线性和泄露问题。如果这些电容器在电容器值较大的低带宽模式(即，gsm)下使用时会带来问题。图5示出了图示配置有mos电容器的电路210。为了降低mos电容器的非线性影响，将一对电容器(电容器218和电容器220)背对背连接，其中中心端子216偏置到供电电压。两个差分路径偏置到供电电压的一半。该差分操作补偿了单个电容器的非线性。

背对背mos电容器可以配置为二进制树，例如电路170和电路190中所示的二进制树。图6示出了电路230，电路230具有与开关以并联结构连接的背对背mos电容器，开关与该对mos电容器串联。电容器218和电容器220使用偏置量236进行偏置并使用开关232进行接通和断开，电容器238和电容器240使用偏置量246进行偏置并由开关242控制，电容器248和电容器250使用偏置量256进行偏置并由开关252控制，电容器258和电容器260使用偏置量266进行偏置并由开关262控制。

金属绝缘体金属(mim)电容器还可用作可变电容器。mim电容器很线性，泄露低，但是面积较大，并且很难为小型电容器实施。然而，mim电容器在实施低带宽模式中很有用。在低带宽模式下，我们使用大电容值和大电容阶跃。为了平衡mim电容器的两个不同路径之间的寄生电容，可实施反并联连接，如图7中的电路270所示。mim电容器276反并联连接到mim电容器278。开关280和开关284均连接到反并联配置的两相对端。电路270不包括偏置网络。在另一示例中，电容器276和电容器278为mos电容器。当使用mos电容器时，电路270中的电容器的面积比电路210中的电容器的小。

图8示出了电路290，电路290展示了多对反并联配置的mim电容器，这些mim电容器形成了电容器树。mim电容器276和mim电容器278连接到开关280和开关284。mim电容器292和mim电容器294连接到开关296和开关300，mim电容器304和mim电容器306连接到开关308和开关312，mim电容器316和mim电容器318连接到开关320和开关324。

由于泄露不是主要关注点，mos电容器适合具有小型电容器的高带宽滤波器，小型电容器的电容较小。mim电容器适合具有大型电容器的小带宽滤波器，大型电容器具有大电容阶跃。表1示出了电路100中电容器108、电容器112和电容器122的各种通信收发器的电容值，以微微法拉为单位。电容由gsm/edge滤波器和lte-1.4滤波器支配。

表1

在实施例中，大型电容器实施为mim电容器，其与实施为mos电容器的小型电容器并联。图9示出了电路330，电路330包含并联布置的mos电容器和mim电容器。mos电容器218、220、238和240与mim电容器276、278、292和294并联连接。在大带宽模式下接通mos电容器，在低带宽模式下接通mim电容器。因此，可利用各个电容器的最佳属性，这样我们可以具有更好的滤波器形状精度。

在示例中，mim电容器物理上位于mos电容器和有源设备的上方，这节省了小片上的附加区域。由于mim电容器接近栈顶，所以它们很少与mos电容器或下述有源电路交互。图10示出了布局340，布局340包括mim电容器342、mos电容器346和开关344，mim电容器342在mos电容器346之上。图11示出了集成电路350的截面图，集成电路350包括mim电容器和mos电容器，mim电容器在mos电容器之上。基板352包括mos电容器底板354和358，它们可以是n井区。氧化层364在mos电容器底板354上，氧化层368在mos电容器底板358上。mos电容器顶板366在氧化层364上，mos电容器顶板370在氧化层368上。在示例中，mos电容器顶板366和mos电容器顶板370为栅极多晶硅层。另外，通过374将mos电容器顶板366连接到金属互联层380，而通过378将mos电容器顶板370连接到金属互联层380。接触层356嵌入mos电容器底板354中，接触层360嵌入mos电容器底板358中。此外，通过372连接接触层356和金属互联层381，通过376连接接触层360和金属互联层383。另外，金属互联层382和金属互联层384在金属互联层380之上。此外，介质层362(例如二氧化硅)介于各层之间。mim电容器底板386在这些金属互联层之上。绝缘层389可以是二氧化硅或二氧化铪等另一介质置于mim电容器底板386和mim电容器顶板388之间。通过392连接mim电容器底板386和金属互联层396，通过390连接mim电容器顶板388和金属互联层394。超厚金属层398在介质层362之上。

图12示出了电路400，电路400包括可用于在滤波器输入端(图2中的电容器136)实施实极点的mos电容器阵列。在滤波器输入端，差分信号应用于可调电容器。在两个滤波器的带宽非常接近的特定情况下，例如，对于带宽为5mhz的lte-10滤波器和带宽为5.3mhz的3g2c滤波器，我们需要使用一种新方法。由于这些频率非常接近，所以clsb非常小，例如为0.02741×cfix。在电路400中，每次仅连接一个支路。电容器实施为背对背mos电容器。为清楚起见，省略多对背对背mos电容器连接处的偏置块。在示例中，电容器408和410的电容为cfix并且开关406和412控制电容器408和410，电容器416和418的电容为cfix+clsb并且开关414和420控制电容器416和418，电容器424和426的电容为cfix+2×clsb并且开关422和428控制电容器424和426，电容器432和434的电容为cfix+3×clsb并且开关430和436控制电容器432和434，电容器440和442的电容为cfix+4×clsb并且开关438和444控制电容器440和442，电容器448和450的电容为cfix+5×clsb并且开关446和452控制电容器448和450，电容器456和458的电容为cfix+6×clsb并且开关454和460控制电容器456和458，电容器464和466的电容为cfix+7×clsb并且开关462和468控制电容器464和466，电容器472和474的电容为cfix+8×clsb并且开关470和476控制电容器472和474，电容器480和482的电容为cfix+9×clsb并且开关478和484控制电容器480和482，电容器488和490的电容为cfix+10×clsb并且开关486和492控制电容器488和490，电容器496和498的电容为cfix+11×clsb并且开关494和500控制电容器496和498，电容器504和506的电容为cfix+12×clsb并且开关502和508控制电容器504和506，电容器504和506的电容为cfix+12×clsb并且开关502和508控制电容器504和506，电容器512和514的电容为cfix+13×clsb并且开关510和516控制电容器512和514，电容器520和522的电容为cfix+14×clsb并且开关518和524控制电容器520和522，电容器528和530的电容为cfix+15×clsb并且开关526和532控制电容器528和530。例如，cfix的值可以低至1pf，所以使用传统的二进制调谐阵列，我们可以以62.5pf4的4比特调谐控制字的lsb结束，该lsb非常接近开关的寄生电容，因此很难准确地实施。

为了调节这两种类型的电容器，包含追踪振荡器的电路将提供两种不同的控制字，一种用于mim电容器支路，另一种用于mos电容器支路。该电路实质上是锁相环(pll)，锁相环通过调节振荡器中的可调电容器将rc振荡器的频率锁定为准确的外部频率，通常为若干mhz的量级。由于振荡器内的可调电容器使用的拓扑与在滤波器中所使用的相同，所以调谐rc振荡器时还可调谐滤波器。在一项实施例中使用两个单独的跟踪振荡器，其中一个跟踪电路控制mim电容器，另一个跟踪电路控制mos电容器，这样可准确地调谐使用任一类型的电容器的支路。代码可以以数字形式存储并提供给合适的电容器。

或者，可使用单个跟踪振荡器来控制mim电容器和mos电容器。图13示出了电路540，电路540包含控制mos电容器和mim电容器的单个跟踪振荡器。跟踪振荡器542接收参考频率564。开关552和开关554连接背对背mos电容器548和550来跟踪电容器542。另外，电容器546连接mos电容器548和550的中心来提供电压544。此外，开关560和562连接反并联mim电容器556和558来跟踪振荡器542。读取出n个比特，n个比特在相位1进入mos电容器树并在相位2进入mim电容器树。操作与两个跟踪振荡器的情况类似。这两种类型的电容器在时间上交织。在图13的相位2期间，在若干参考频率周期内接通mim电容器树并对mim电容器树进行调谐。之后，在相位1期间接通mos电容器并调谐mos电容器。二进制字均存储在寄存器中，所以不管在什么时间校准哪种类型的电容器，二进制字一直可供滤波器所使用。控制器的宽度将取决于滤波器的精度。为了得到更准确的响应，需要更多的阶跃、更多的比特，以及更多的电容器。

图14示出了图示从电容器组选择电容器的方法的流程图570，电容器组可包含mos电容器和mim电容器。首先，在步骤572，确定是否选择了mos电容器。当选择了mos电容器，在步骤574，选择一个或多个mos电容器。通过跟踪振荡器的二进制字确定选择连接的mos电容器。跟踪振荡器，实质上是pll，在闭合环路中操作，并将尝试调节rc振荡器外的可调电容器，直至rc振荡器的频率锁定为稳定的参考频率。如果步骤572中未选择mos电容器，或者步骤574中选择mos电容器之后，在步骤576确定是否选择了mim电容器。可仅选择mos电容器，可仅选择mim电容器，或同时选择mos电容器和mim电容器。如果步骤576中未选择mim电容器，方法结束于步骤580。如果步骤576中选择了mim电容器，那么在步骤578中选择一个或多个mim电容器。随后，方法结束于步骤580。

实施例的优点包括电路的小片区域，该电路包括mos和mim电容器。另外，实施例实现准确的滤波器角实施。

虽然本发明中已提供若干实施例，但应理解，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本发明所公开的系统和方法可以以许多其它特定形式来体现。本发明的实例应被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文本所给出的细节。例如，各种元件或部件可以在另一系统中组合或合并，或者某些特征可以省略或不实施。

此外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其它系统、模块、技术或方法进行组合或合并。展示或论述为彼此耦合或直接耦合或通信的其它项也可以采用电方式、机械方式或其它方式通过某一接口、设备或中间部件间接地耦合或通信。其他变化、替代和改变的示例可以由本领域的技术人员在不脱离本文精神和所公开的范围的情况下确定。